Xem mẫu
- Hội thảo quốc gia 2014 về Điện tử, Truyền thông và Công nghệ thông tin (ECIT2014)
Ước lượng kênh truyền trong hệ thống
SC-FDMA sử dụng trạm chuyển tiếp hai chiều
Nguyễn Nhật Trường, Lê Thị Phương Mai, Thân Thị Hạnh
Trường Đại học Bách khoa Đà Nẵng
Đà Nẵng, Việt Nam
Email: alongdayx3@gmail.com, lpmai@dut.udn.vn, tthanh181191@gmail.com
Tóm tắt—Các công nghệ di động trong tương lai như thuật truyền thông tốc độ cao [4]. SC-FDMA là một
LTE (Long Term Evolution) hay thông tin đa chặng đang phiên bản thay đổi từ OFDM với dữ liệu trong miền
ngày càng phát triển, hướng tới cung cấp cho người dùng thời gian được chuyển qua miền tần số bằng bộ DFT
tốc độ truy cập cao cũng như khả năng mở rộng vùng phủ (Discrete Fourier Transform) trước khi qua các bộ xử lý
sóng. Hệ thống đường lên LTE SC-FDMA (Single Carrier như hệ thống OFDM thông thường. Do đó SC-FDMA
Frequency Division Multiple Access) sử dụng trạm chuyển thừa hưởng các ưu điểm cũng như độ phức tạp của kỹ
tiếp hai chiều đã tận dụng được những ưu điểm của hệ thuật OFDM. Ưu điểm của SC-FDMA so với OFDM là
thống LTE và thông tin đa chặng, tuy nhiên chất lượng
tỉ số công suất đỉnh trên công suất trung bình (Peak to
của hệ thống vẫn còn thấp do bị ảnh hưởng mạnh của
kênh truyền và nhiễu tự giao thoa. Trong bài báo này,
Average Power Ratio - PAPR) thấp hơn làm cho các bộ
chúng ta sẽ tìm hiểu một số phương pháp ước lượng kênh khuếch đại công suất tại thuê bao đơn giản và hiệu quả
truyền cho hệ thống SC-FDMA sử dụng trạm chuyển tiếp hơn [5].
hai chiều dựa trên mẫu pilot, từ đó đưa ra một số đánh Mặc dù việc khảo sát hệ thống TWR dựa trên kỹ
giá và nhận xét. thuật ANC đã được tiến hành nhiều nhưng việc khôi
phục lại tín hiệu ban đầu vẫn dựa trên việc biết trước
Từ khóa— ước lượng kênh truyền; SC-FDMA; trạm trạng thái hoàn hảo của kênh truyền [6], [7]. Gần đây,
chuyển tiếp hai chiều; BER; MSE; pilot. vấn đề ước lượng kênh truyền trong TWR đã được
nghiên cứu khi kênh truyền có tính thuận nghịch giữa
I. GIỚI THIỆU pha MAC và pha BC [8], [9], [10]. Với kênh truyền
không có tính thuận nghịch trong mạng TWR sử dụng
Truyền thông thông tin đa chặng sử dụng trạm ANC, việc ước lượng kênh truyền có thể thực hiện theo
chuyển tiếp đã và đang được nghiên cứu một cách mạnh hai phương pháp, ước lượng độc lập cho kênh truyền
mẽ bởi khả năng mở rộng vùng phủ sóng và độ tin của pha MAC và pha BC tại trạm chuyển tiếp, trạm gốc
cậy cao với chi phí thấp [1]. Tuy nhiên, việc thêm một và thuê bao [11], ước lượng kết hợp cho kênh truyền
pha chuyển tiếp làm giảm hiệu quả sử dụng phổ. Bằng của pha MAC và pha BC tại trạm gốc và thuê bao [12].
cách sử dụng kỹ thuật mã hóa mạng tương tự (Analog Tuy nhiên, phương pháp đầu tiên đòi hỏi sự phản hồi
Network Coding - ANC), việc trao đổi dữ liệu được thực kênh truyền ước lượng từ trạm chuyển tiếp về trạm gốc
hiện trong hai pha [2], hiệu quả sử dụng phổ được cải và thuê bao để khôi phục lại tín hiệu ban đầu. Để tránh
thiện trong trạm chuyển tiếp hai chiều (Two-way Relay sự phản hồi này, phương pháp ước lượng kết hợp thứ
- TWR). Trong đó trạm gốc và thuê bao truyền đồng hai được phát triển cho hệ thống OFDM sử dụng TWR
thời tín hiệu trong pha đầu tiên gọi là pha đa truy cập với kênh truyền có tính thuận nghịch [9], [10].
(Multiple Acess Channel - MAC). Trong pha thứ hai gọi
là pha quảng bá (Broadcast Channel - BC), tín hiệu nhận Để ước lượng kênh truyền, tín hiệu chuẩn được chèn
được tại trạm chuyển tiếp được khuếch đại và truyền đi. vào tín hiệu truyền đi cùng với dữ liệu và được gọi là
Bộ khử nhiễu tự giao thoa (Self-Interference Cancelation tín hiệu pilot. Tín hiệu chuẩn sử dụng trong hệ thống
- SIC) tại trạm gốc và thuê bao sẽ được dùng để khôi đường lên LTE được tạo từ chuỗi Zadoff-Chu (ZC) do
phục lại tín hiệu mong muốn. một số ưu điểm của nó [5]. Trong hệ thống SC-FDMA,
tín hiệu pilot dùng cho việc ước lượng được chèn vào
Trong hai xu thế của thế hệ di động 4G (WiMax tất cả các sóng mang khả dụng theo chu kỳ trong miền
và LTE) thì LTE tỏ ra có tiềm năng nhất bởi lợi thế thời gian, gọi là sắp xếp tín hiệu pilot kiểu khối (Block-
về tốc độ và khả năng hỗ trợ di động cho thiết bị type Pilot Symbols Arrangement - BTPA) [13]. Sự khác
đầu cuối. 3GPP (3rd Generation Partnership Project) sử nhau cơ bản trong cách chèn pilot của đường lên LTE
dụng SC-FDMA cho đường lên và OFDMA (Orthogonal và BTPA thông thường là tín hiệu pilot trong hệ thống
Frequency Division Multiple Access) cho đường xuống đường lên LTE được chèn vào ký tự chính giữa (ký tự
của LTE [3]. Trong đó SC-FDMA hứa hẹn là một kỹ thứ tư) trong một khe thời gian (gồm 7 ký tự). Trong
ISBN: 978-604-67-0349-5 450
- Hội thảo quốc gia 2014 về Điện tử, Truyền thông và Công nghệ thông tin (ECIT2014)
Hình 1. Mô hình hệ thống của mạng TWR.
Hình 2. Sơ đồ khối hệ thống SC-FDMA.
các nghiên cứu trước đây, việc ước lượng kênh truyền
dựa trên mẫu pilot trong hệ thống SC-FDMA đã được
tìm hiểu. Việc ước lượng có thể được thực hiện trên không giải mã tín hiệu như ở kiểu Giải mã - Chuyển
miền tần số do đơn giản trong cách tính toán [14]. Với tiếp (Decode and Forward - DF) [1]. Ta giả sử rằng
kênh truyền biến đổi nhanh, ước lượng kênh truyền kết không có đường truyền trực tiếp giữa BS và MS. Thông
hợp bộ lọc Kalman cho hiệu quả cao nhưng lại phức tạp tin trao đổi được thực hiện trong hai pha. Trong pha đầu
[15]. tiên gọi là pha MAC, BS và MS truyền dữ liệu đồng thời
đến R. Trong pha thứ hai gọi là pha BC, trạm chuyển
Trong bài này, chúng ta sẽ khảo sát một số phương
tiếp R khuếch đại và phát lại tín hiệu nhận được trong
pháp ước lượng trên cơ sở BTPA tại thuê bao cho hệ
pha đầu tiên về lại BS và MS. Một khi nhận được tín
thống SC-FDMA sử dụng trạm chuyển tiếp hai chiều dựa
hiệu từ trạm chuyển tiếp, BS và MS thực hiện việc ước
trên kỹ thuật ANC. Ở đây ta giả sử rằng kênh truyền
lượng kênh truyền sau đó khôi phục lại dữ liệu cần thiết.
có tính thuận nghịch, do đó cải thiện được hiệu suất
của mạng TWR [16]. Để ước lượng kênh truyền, chúng Giả sử rằng kênh truyền giữa BS và R, MS và R có
ta có thể sử dụng phương pháp bình phương nhỏ nhất tính thuận nghịch và hầu như không thay đổi trong hai
(Least Square - LS) trong miền thời gian (Time Domain pha truyền dữ liệu. Đáp ứng xung rời rạc của kênh truyền
- TD), miền tần số (Frequency Domain - FD) và miền dữ (Channel Impulse Response - CIR) trong miền thời gian
T
liệu (Data Domain - DD). Trong đầu thu SC-FDMA, tín được cho bởi hi = [hi (0) hi (1) . . . hi (Li − 1)] , với
hiệu sau bộ IDFT (Invert Discrete Fourier Transform) là T
[·] là ma trận chuyển vị của [·], Li là số đường của
tín hiệu QAM (Quadrature Amplitude Modulation) và ta kênh đa đường và hi,l là độ lợi pha đinh của đường thứ
gọi miền này là miền dữ liệu. Thêm vào đó, trong miền l. Công suất phát trung bình của BS, MS và R tương
tần số, ta có thể sử dụng phương pháp ước lượng tối ứng là P1 , P2 và Pr .
thiểu hóa trung bình bình phương lỗi (Minimum Mean
Square Error - MMSE) và các phương pháp cải thiện Ta sử dụng mô hình tín hiệu SC-FDMA với N sóng
chất lượng của phương pháp LS ở tỉ số tín hiệu trên mang. Sơ đồ khối của hệ thống SC-FDMA được cho
nhiễu (Signal to Noise Ratio - SNR) thấp. Sau khi đã như ở Hình 2. Tín hiệu sau khi điều chế được chuyển
ước lượng kênh truyền, việc khôi phục lại dữ liệu ban thành các luồng song song. Sau khi DFT M điểm, dữ
đầu được thực hiện. liệu được đưa qua bộ sắp xếp sóng mang sau đó được
đưa lên sóng mang. Trước khi được truyền đi, dữ liệu
Cấu trúc của bài báo này gồm các phần như dưới được chèn thêm tiền tố vòng (Cyclic Prefix - CP). Cuối
đây. Trong phần II sẽ giới thiệu mô hình của hệ thống cùng, dữ liệu được truyền đi sau khi chuyển từ số sang
SC-FDMA sử dụng TWR dựa trên kỹ thuật ANC. Các tương tự (Digital to Analogue Conversion - DAC) và xử
kỹ thuật ước lượng sẽ được tìm hiểu trong phần III. Kết lý cao tần (Radio Frequency - RF).
quả đánh giá của các phương pháp ước lượng sẽ được
đưa ra thông qua các kết quả mô phỏng ở phần IV. Cuối Giả sử rằng vector dữ liệu sau khi điều chế là
T
cùng, phần V sẽ là phần kết luận của bài báo. xi,d = [xi,d (0) xi,d (1) . . . xi,d (M − 1)] . Tín hiệu
T
chuẩn xi,p = [xi,p (0) xi,p (1) . . . xi,p (M − 1)] dùng
để ước lượng kênh truyền trong LTE được tạo từ chuỗi
II. MÔ HÌNH HỆ THỐNG ZC có dạng xi,p (m) = ejφm với φm được xác định bởi
Xét một mạng TWR được cho ở Hình 1 với trạm [5]
2πr m2
gốc BS (Base Station) và thuê bao MS (Mobile Station)
− + qm , M chan
trao đổi dữ liệu với nhau thông qua trạm chuyển tiếp
φm = M 2 (1)
R (Relay). BS, R và MS đều được trang bị với một 2πr m(m + 1)
− + qm , M le
anten duy nhất. Ở đây ta sử dụng trạm chuyển tiếp kiểu
M 2
Khuếch đại - Chuyển tiếp (Amplify and Forward - AF),
trạm chuyển tiếp R đơn giản chỉ khuếch đại dạng sóng trong đó 0 ≤ m ≤ M − 1, q là số nguyên dương bất
của tín hiệu tương tự nhận được rồi chuyển tiếp chứ kì và r là số nguyên dương bất kì nguyên tố cùng nhau
ISBN: 978-604-67-0349-5 451
- Hội thảo quốc gia 2014 về Điện tử, Truyền thông và Công nghệ thông tin (ECIT2014)
với M , i = 1 ứng với trạm gốc BS và i = 2 ứng với
thuê bao MS. Chuyển tín hiệu từ miền thời gian sang
miền tần số
M −1
1 X
Xi (κ) = √ xi,p (m) e−j2πmκ/M (2)
M m=0
với κ = 0, 1, . . . , M . Sau khi chuyển sang miền tần số,
Xi (κ) được điều chế lên sóng mang thứ k
Xi (κ) , k = ΓM (κ) Hình 3. Ước lượng trên các miền tại đầu thu hệ thống SC-FDMA.
Xi (k) = (3)
0, k 6= ΓM (κ)
với k = 0, 1, . . . , N và ΓM là tập các chỉ số điều chế N × N có cột đầu tiên
sóng mang có M phần tử, nếu nó gồm các phần tử là
các chỉ số liên tiếp nhau thì kiểu sắp xếp sóng mang là h
˜im = hT 0
iT
˜i ~ h
˜m
tập trung, nếu các chỉ số không liên tiếp nhau thì kiểu h ˜ im )
im 1×(N −L =h (7)
sắp xếp là phân tán. Sau đó, tất cả tín hiệu sau khi sắp
xếp sóng mang được chuyển về miền thời gian bằng bộ với m = i, j và ~ là ký hiệu của ma trận chập vòng,
IFFT (Invert Fast Fourier Transform) N điểm ˜ im = Li +Lm −1 biểu thị những
vector him có độ dài L
˜i và h
phần tử khác 0 của phép chập vòng giữa h ˜m . Phần
N −1
1 X tử thứ l của him được cho bởi
xi (n) = √ Xi (k) ej2πnk/N (4)
N k=0
min(l,Lm −1)
X
Tín hiệu chuẩn xi,p = him (l) = hi (l − l0 ) hm (l0 ) (8)
T
[xi,p (0) xi,p (1) . . . xi,p (N − 1)] đều đã biết l0 =max(0,l−Li +1)
trước tại BS, MS. Tín hiệu cần truyền đi và tín hiệu
chuẩn có liên hệ với công suất phát kx1 k2 = N P1 ˜ im − 1 và m = i, j.
với l = 0, 1, . . . , L
và kx2 k2 = N P2 [17]. Trong đó k · k biểu thị chuẩn
Frobenius của ma trận. Để tránh nhiễu liên ký tự (Inter
Symbol Interference - ISI), ta thực hiện chèn CP ˜xi = III. CÁC PHƯƠNG PHÁP ƯỚC LƯỢNG KÊNH
T
[xi (N − G) . . . xi (N − 1) xi (0) . . . xi (N − 1)] . TRUYỀN DỰA TRÊN MẪU PILOT
Thông thường, ta chọn độ dài của CP
G ≥ max (L1 , L2 ) để ISI có thể được loại bỏ Ở phần này ta sẽ tập trung nghiên cứu một số phương
hoàn toàn. pháp ước lượng dựa trên tín hiệu chuẩn. Việc ước lượng
kênh truyền có thể được thực hiện trong miền thời gian,
Tín hiệu nhận được tại trạm chuyển tiếp R trong pha
miền tần số và miền dữ liệu như ở Hình 3.
MAC sau khi loại bỏ CP
yr = Ω1 x1 + Ω2 x2 + zr (5)
˜ A. Phương pháp ước lượng bình phương nhỏ nhất trên
htrong đó Ωi là iT ma trận vòng N × N có hi = miền thời gian (Time Domain Least Square Channel
T Estimation - TDLS)
hi 01×(N −Li ) là cột đầu tiên [17], zr là vector nhiễu
nhiệt tại trạm chuyển tiếp R có var (zr ) = σz2 , 0a×b Bởi vì ma trận Ωi Ωi và Ωi Ωj là ma trận vòng,
biểu thị ma trận zero có kích thước a × b. Hệ số khuếch phương trình (6) có thể viết lại [17]
r tại Relay để công suất phát tại Relay làL P−1
đại r: α =
Pr i
hii
σh2 i (l)
P
[17]. Trong đó βi =
yi =α ψ ii ψ ij + αΩi zr + zi
β1 P1 + β2 P2 + σz2 l=0 hij
n oLi −1
với i = 1, 2 và σh2 i (l) là ma trận hiệp phương =αψ i hi + ˜zi (9)
l=0
sai của kênh truyền.
trong đó ψ i = ψ ii ψ ij với ψ im là ma trận vòng
Tín hiệu nhận được trong miền thời gian tại BS và ˜ im có xm là cột đầu tiên, hi = hT hT T biểu
N ×L ii ij
MS ở pha BC
thị ma trận kênh đa hợp và ˜zi = αΩi zr + zi . Thành
yi = αΩi Ωi xi + αΩi Ωj xj + αΩi zr + zi (6) phần đầu tiên hii và thành phần thứ hai hij là hai yếu
tố cần thiết để khôi phục lại tín hiệu ban đầu.
trong đó (i, j) ∈ {(1, 2) , (2, 1)} , zi là vector nhiễu
nhiệt tại BS và MS. Chú ý rằng Ωi Ωm là ma trận vòng Phương pháp ước lượng theo tiêu chuẩn LS tìm ước
ISBN: 978-604-67-0349-5 452
- Hội thảo quốc gia 2014 về Điện tử, Truyền thông và Công nghệ thông tin (ECIT2014)
ˆi của hi để tối thiểu hóa giá trị
lượng h Đối với các khối mà tín hiệu pilot được chèn vào các
sóng mang tại một thời điểm, ước lượng LS trong miền
ˆi ) =ky − αψ hˆ 2
J(h i i ik tần số được lấy đơn giản bằng cách chia biến đổi Fourier
H của tín hiệu nhận cho tín hiệu pilot [18].
ˆi
= yi − αψ i h ˆi
yi − αψ i h
ˆ ˆ H
H C. Phương pháp ước lượng tối thiểu hóa trung bình
=yH H
i yi − αyi ψ i hi − αhi ψ i yi bình phương lỗi (Minimum Mean Square Error Channel
ˆH ψ H ψ h
+α2 h ˆ (10) Estimation - MMSE)
i i i i
Xét ước lượng LS: Hˆ iLS = α−1 Ψ−1 Yi , H ˜ i . Sử
ˆi ) theo h
Cho đạo hàm của J(h ˆi bằng 0 i
dụng hàm trọng lượng W, xác định ước lượng theo tiêu
∂J(hˆi ) chuẩn MMSE H ˆ i , WH
˜ i . Trung bình bình phương lỗi
= −2α(ψ H ∗ 2 H ˆ ∗
ˆi i yi ) + 2α (ψ i ψ i hi ) = 0 (11) (Mean Square Error - MSE) của phương pháp FDMMSE
h được cho bởi [18]
∗
với (·) là ma trận liên hợp phức của (·). Giải ra ta được n
ˆ i ) = E kek2 = E kHi − H
ˆ i k2
o
ˆ J(H (16)
αψ H H
i ψ i hi = ψ i yi .
Phương pháp ước lượng TDLS được cho bởi với E {·} là giá trị trung bình.
−1 Phương pháp ước lượng kênh truyền FDMMSE tìm
ˆiLS = αψ H ψ
h ψH
i i i yi (12) giá trị ước lượng thông qua W sao cho MSE ở phương
trình (36) là nhỏ nhất. Sử dụng định lý trực giao cho
H
với [·] là ma trận Hermitian của [·]. ước lượng tuyến tính với e = Hi − H ˆ i và H˜ i trực giao
với nhau [18]
n Ho n H
o
B. Phương pháp ước lượng bình phương nhỏ nhất trên E eH ˜ =E (H i − ˆ
H i )H˜
i i
miền tần số (Frequency Domain Least Square Channel n Ho
Estimation - FDLS) =E Hi − WH ˜i H ˜
i
Sử dụng FFT (Fast Fourier Transform) cho phương H
˜H
n o n o
=E Hi H ˜ − WE H ˜ iH
trình (9) và giải điều chế sóng mang, chuyển tín hiệu i i
thu được sang miền tần số =RHi H˜ i − WRH˜ i H˜ i = 0 (17)
Yi = Fyi =F(αψ i hi + ˜zi ) trong đó RAB là man trận tương
o quan chéo của ma trận
H A và B, RAB = E ABH và H ˜ i là ước lượng FDLS
=αFψ i F Fhi + F˜zi
=αFψ FH Hi + Z˜i (13) được cho bởi
i
H˜ i = α−1 Ψ−1 Yi = Hi + α−1 Ψ−1 Z ˜i (18)
T i i
trong đó Yi = Fyi = [Yi (0) Yi (1) . . . Yi (M − 1)] ,
h iT Giải phương trình (17), ta được W
˜ i = F˜zi = Z˜i (0) Z˜i (1) . . . Z˜i (M − 1) , Hi =
Z
h iT W = RHi H˜ i R−1
˜ H
H ˜ (19)
i i
Fhi = HTii HTij tương ứng là vector tín hiệu thu,
˜ i được cho
với RH˜i H˜ i là ma trận tự tương quan của H
vector nhiễu và
vector đáp ứng kênh truyền trong miền bởi
0(N −1)
WN00 ··· WN
˜H
n o
.. .. .. RH˜ i H˜ i = E H ˜ iH
tần số, F = i
là ma
. . . H
(N −1)0 (N −1)(N −1)
WN · · · WN =E Hi + α−1 Ψ−1 ˜ i Hi + α−1 Ψ−1 Z
Z ˜i
i i
nk 1 −j2π(n/N )k
trận FFT với WN = √ e . n o n H
o
N = E Hi HH + α−2 E Ψ−1 Z ˜ iZ
˜ (Ψ−1 )H (20)
i i i i
Phương trình (13) có thể được viết lại ở dạng ma trận
và RHi H˜ i là ma trận tương quan chéo giữa kênh truyền
˜i
Yi = αΨi Hi + Z (14) thực tế và kênh truyền ước lượng trong miền thời gian.
Do giả sử Ψi không tương quan với Z ˜ i , ta được
với Ψi = [diag (Ψij ) diag (Ψii )] và Ψim =
T n o
[Ψim (0) Ψim (1) . . . Ψim (M − 1)] = Fxm là vector RH˜ i H˜ i =E Hi HH i
FFT của tín hiệu phát.
˜ H E (Ψi ΨH )−1
n o
−2 ˜ iZ
Sử dụng tiêu chuẩn LS, phương pháp FDLS được +α E Z i i
cho bởi
1
=RHi Hi + α−2 RZ˜ i Z˜ i E | |2 (21)
ˆ iLS = (αΨH Ψi )−1 ΨH Yi = α−1 Ψ−1 Yi
H (15) xi
i i i
ISBN: 978-604-67-0349-5 453
- Hội thảo quốc gia 2014 về Điện tử, Truyền thông và Công nghệ thông tin (ECIT2014)
Ma trận tự tương quan RZ˜ i Z˜ i được cho bởi D. Phương pháp ước lượng bình phương nhỏ nhất với
cửa sổ trên miền tần số (Frequency Domain Least
˜ H = σ 2 α2 βi + 1 I
n o
RZ˜ i Z˜ i = E Z˜ iZ
(22) Square Channel Estimation with Rectangule Windowing
i n
- FDLSRW)
E |xi |2 Khi sử dụng ước lượng kênh truyền trong miền tần
với I là ma trận đơn vị. Thay SN R = và số, kết quả ước lượng bị ảnh hưởng bởi nhiễu AWGN.
σn2
Chính vì lý do này, phương pháp FDLS có hiệu quả thấp
1
γ = E |xi |2 E | |2 là hằng số phụ thuộc kiểu hơn phương pháp FDMMSE mặc dù nó đơn giản hơn
xi
điều chế. nhiều trong việc tính toán và không cần biết điều kiện
của kênh truyền như phương pháp MMSE. Phương pháp
ˆ i =WH
H ˜ i = R ˜ R−1 H ˜ FDLSRW được đưa ra để giảm ảnh hưởng của nhiễu ở
Hi Hi H ˜i i
˜ iH
SNR thấp. Sử dụng phương pháp FDLS, dùng một cửa
γ −1
=RHi H˜ i RHi Hi + βi + α−2 I ˜i
H sổ hình chữ nhật di chuyển để làm phẳng đáp ứng kênh
SN R truyền ở miền tần số trong khoảng cửa sổ, từ đó có thể
(23) giảm ảnh hưởng của nhiễu [14]. Phương pháp FDLSRW
RHi Hi và RHi H˜ i được tính ở [18] được biểu diễn dưới dạng toán học
k+[R/2]
RHi Hi = RHi H˜ i =E {hk,l h∗k0 l0 } ˆ LS (i)
P
δ (i) H
k−[R/2]+1
n o
=E hk,l h˜ ∗0 0 ˆ iLSW (k) =
H (28)
k l k+[R/2]
P
=rf [k − k 0 ]rt [l − l0 ] (24) δ (i)
k−[R/2]+1
trong đó k là chỉ số sóng mang trong miền tần số, l
là chỉ số kí hiệu trong miền thời gian. Trong kênh đa trong đó k = 0, 1, . . . , M − 1, Rlà chiều dài cửa sổ,
đường suy hao theo hàm mũ, tương quan trong miền tần 1, i ≥ 0
δ (i) được định nghĩa bởi δ (i) = . Phương
số được cho bởi 0, i < 0
pháp này được thực hiện bằng cách di chuyển cửa sổ
1 để lấy giá trị trung bình cho từng phần tử của đáp ứng
rf [k] = (25)
1 + j2πτrms k∆f kênh truyền trong miền tần số sau khi ước lượng bằng
phương pháp FDLS. Hình 4 mô tả nguyên lý của phương
1 pháp FDLSRW. Phương pháp này được dự kiến có hiệu
với ∆f = là khoảng cách sóng mang cho khoảng
Tsub quả tốt hơn phương pháp FDLS ở SNR thấp do nó giảm
FFT, τrms là căn trung bình bình phương trải trễ [18] được ảnh hưởng của nhiễu tốt.
v
u P (τk ) τ 2 P (τk ) τk 2
uP P Một vấn đề phải quan tâm ở phương pháp này đó
u k là chiều dài của cửa sổ sử dụng. Chiều dài của cửa sổ
k
τrms = u
t P − kP (26) chọn phải phù hợp với băng thông liên kết [18]. Băng
P (τk ) P (τk )
k k thông liên kết là tốc độ biến đổi trung bình của kênh
truyền giữa 2 sóng mang con. Trong khoảng băng thông
với P (τk ) là công suất tại thời điểm trải trễ τk . liên kết, có thể xem kênh truyền là bằng phẳng. Băng
Trong kênh pha đinh với trải trễ Doppler tần số fmax , thông liên kết quan hệ với căn trung bình bình phương
tương quan trong miền thời gian được cho bởi trải trễ như sau [18]
rt [l] = J0 (2πfmax lTsym ) (27) 1
Bc ≈ (29)
50τrms
với Tsym = Tsub + TG , Tsub là khoảng cách sóng mang,
TG là khoảng bảo vệ, J0 (x) là hàm Bessel bậc 0 loại Nếu chọn chiều dài cửa sổ có độ dài lớn thì sẽ chống
1, trong đó rt (0) = J0 (0) = 1. Ta có trong một mẫu được nhiễu tốt hơn, tuy nhiên nếu độ dài đó lớn hơn
SC-FDMA, tương quan trong miền thời gian là ma trận băng thông liên kết của kênh truyền thì đáp ứng kênh
đơn vị [18]. truyền đạt được sau phương pháp FDLSRW sẽ bị thay
đổi nhiều dẫn đến lỗi sau khi ước lượng làm tăng tỉ lệ lỗi
Kỹ thuật ước lượng FDMMSE có hiệu quả tốt hơn bit (Bit Error Rate - BER) của hệ thống. Thông thường,
so với kỹ thuật FDLS, đặc biệt là ở SNR thấp. Kỹ thuật để tối ưu cho phương pháp này, ta chọn chiều dài cửa sổ
ước lượng MMSE giả sử rằng đã biết được tương quan lớn ở SNR thấp và chiều dài cửa sổ bé ở SNR cao. Tuy
của kênh truyền và nhiễu nên loại bỏ được ảnh hưởng nhiên, cách này khó thực hiện cho nhiều người dùng, do
của kênh truyền và nhiễu tốt hơn nhưng lại phức tạp mỗi người dùng chỉ chiếm một vài sóng mang con nên
trong việc tính toán. sẽ giảm hiệu quả của việc chống nhiễu.
ISBN: 978-604-67-0349-5 454
- Hội thảo quốc gia 2014 về Điện tử, Truyền thông và Công nghệ thông tin (ECIT2014)
Bảng I. THÔNG SỐ MÔ PHỎNG HỆ THỐNG SC-FDMA
Thông số Đặc tính
Số sóng mang khả dụng 64
Kích thước IFFT/FFT 128
Kiểu điều chế QPSK
Hình 4. Di chuyển cửa sổ với chiều dài không đổi. Kiểu sắp xếp sóng mang IFDMA
Chuỗi pilot Chuỗi Zadoff-Chu
Kiểu sắp xếp pilot Dạng khối
E. Phương pháp ước lượng bình phương nhỏ nhất Độ dài CP 20
với bộ lọc thông thấp trên miền tần số (Frequency Tốc độ lấy mẫu 5MHz
Domain Least Square Channel Estimation with Lowpass
Filtering - FDLSLP) T T T
Có một cách khác để loại bỏ ảnh hưởng của nhiễu nhiễu sau bộ IDFT, = HM
i
M
Hii M
Hij là
trong ước lượng. Có thể thấy rằng đáp ứng kênh truyền M
M M
ma trận của kênh truyền, Ψi = Ψii Ψij với Ψim M
trong miền tần số Hi (n) biến đổi tương đối chậm, từ đó
ta có thể sử dụng bộ lọc thông thấp để loại bỏ ảnh hưởng là ma trận vòng M × M có xMm là cột đầu tiên.
của nhiễu cho phương pháp ước lượng [19]. Ở đây ta Sử dụng tiêu chuẩn LS cho ước lượng kênh truyền
sẽ sử dụng phương pháp FDLS để ước lượng H ˆ iLS sau trong miền dữ liệu
đó sử dụng bộ lọc thông thấp để cải thiện hiệu quả cho −1
ˆ M = α ΨM H ΨM
H M
ΨM
phương pháp này. Một chuỗi trong miền biến đổi là một H iLS i i i Yi (33)
chuỗi phổ của các bản sao của nó trong miền tần số.
Hàm truyền ước lượng H ˆ iLS (n) của kênh truyền trong Các phương pháp ước lượng trong miền này khá phức
miền biến đổi được cho bởi tạp. Tuy vậy, phương pháp DDLS có hiệu quả giống như
phương pháp FDLS.
N −1 jπnm
X −
ˆ i (m) =
G ˆ iLS (n) e
H N (30) IV. KẾT QUẢ MÔ PHỎNG
n=0
Trong phần này ta sẽ đưa ra kết quả mô phỏng các
trong đó m là chỉ số trong miền biến đổi. Thành phần phương pháp ước lượng kênh truyền cho hệ thống SC-
tín hiệu trong Gˆ i (m) nằm ở tần số thấp và nhiễu nằm FDMA sử dụng trạm chuyển tiếp hai chiều. Ta chỉ khảo
ở tần số thấp lẫn tần số cao. sát việc ước lượng tại thuê bao MS, việc ước lượng tại
Bộ lọc thông thấp có thể được thực hiện đơn giản bằng trạm gốc cũng cho kết quả tương tự. Giả sử rằng công
cách cho các giá trị trong vùng tần số cao bằng 0 suất phát tại BS, MS và R đều bằng nhau P1 = P2 = Pr .
Sử dụng hệ thống SC-FDMA với các thông số được cho
˜ 0, fc ≤ m ≤ N − fc − 1 ở Bảng I. Ta sử dụng chuỗi Zadoff-Chu cho việc ước
Gi (m) = ˆ
Gi (m) , cac truong hop con lai lượng với q = 0 và r = 3, khi đó tín hiệu chuẩn có dạng
(31)
j3πm2
trong đó fc là tần số cắt của bộ lọc. Sau đó, thực hiện xi,p (m) = exp − (34)
biến đổi G˜ i (m) về miền tần số bằng IDFT, sẽ thu được 64
hàm truyền của kênh truyền. Phương pháp này có hiệu với m = 0, 1, . . . , 63. Ta chọn kênh truyền giữa trạm
quả thấp hơn so với phương pháp sử dụng cửa sổ. gốc BS và trạm chuyển tiếp R có dạng suy hao theo
hàm mũ với
F. Phương pháp ước lượng bình phương nhỏ nhất 1 − e−ai −ai l
trên miền dữ liệu (Data Domain Least Square Channel σh2 i (l) = e (35)
1 − e−ai Li
Estimation - DDLS)
với l = 0, 1, . . . , Li − 1, ở đây ta chọn L1 = 6 và
Tín hiệu sau bộ IDFT là dữ liệu QAM nên có thể 10
ai = để cho β1 = 1. Kênh truyền giữa trạm
gọi đây là miền dữ liệu và có thể ước lượng kênh truyền Li − 1
trong miền này. Trong miền dữ liệu, tín hiệu nhận được chuyển tiếp R và thuê bao MS là mô hình kênh ITU
sau bộ IDFT PedA với L2 = 3 [20].
˜ M Để kiểm tra lại hiệu quả của các phương pháp ước
YM M M
i = αΨi Hi + Zi (32)
lượng đã khảo sát ở trên, kết quả mô phỏng được chia
trong đó [·]M biểu thị ma trận trong miền dữ làm hai phần. Trong phần đầu tiên, ta sẽ so sánh hiệu
liệu, YM =
M
Yi (0) YiM (1) . . . YiM (M − 1)
T quả của các phương pháp ước lượng thông qua MSE.
i
Trong phần thứ hai, ta sẽ so sánh BER của hệ thống khi
là ma trận của tín hiệu thu, Z ˜M = sử dụng các phương pháp ước lượng với nội suy theo
i
M T
Zi (0) ZiM (1) . . . ZiM (M − 1) là ma trận kiểu khối (Block Interpolation - BI).
ISBN: 978-604-67-0349-5 455
- Hội thảo quốc gia 2014 về Điện tử, Truyền thông và Công nghệ thông tin (ECIT2014)
MSE cua cac phuong phap uoc luong cho kenh truyen da hop tu BS qua R den MS MSE cua cac phuong phap uoc luong cho kenh truyen da hop tu MS qua R den MS
2 2
10 10
h21 TDLS h22 TDLS
H21 FDLS H22 FDLS
H21 FDMMSE H22 FDMMSE
H21 FDLSRW7 H22 FDLSRW7
H21 FDLSRW11 H22 FDLSRW11
1 H21 FDLSLP 1 H22 FDLSLP
10 10
H21 DDLS H22 DDLS
0 0
10 10
MSE
MSE
−1 −1
10 10
−2 −2
10 10
−3 −3
10 10
−10 −5 0 5 10 15 20 25 30 −10 −5 0 5 10 15 20 25 30
SNR (dB) SNR (dB)
Hình 5. MSE của các phương pháp ước lượng kênh truyền.
A. MSE chiều dài nhỏ hơn để có hiệu quả tốt hơn.
MSE được cho bởi [21]
n o B. BER
ˆ i k2
M SE = E kΘi − Θ (36) Để khảo sát hiệu quả của các phương pháp ước lượng
cho hệ thống SC-FDMA sử dụng TWR theo thông số
ˆ i là đáp ứng kênh truyền có được sau khi ước
với Θ BER, ta tạo các chuỗi bit dữ liệu ở BS và MS. Sau đó
lượng và Θi là đáp ứng kênh truyền thực tế. xử lý chuỗi bit theo sơ đồ khối phía phát của hệ thống
MSE của các phương pháp ước lượng được cho ở SC-FDMA như ở Hình 2. Tín hiệu phát từ BS và MS
Hình 5. Ta thấy rằng MSE của phương pháp TDLS là sẽ đi qua kênh truyền rồi đến R ở pha đầu tiên, ở pha
tốt nhất do trong miền thời gian, giả sử rằng đã biết thứ hai R sẽ khuếch đại tín hiệu nhận được rồi phát lại
được độ dài đáp ứng xung của kênh truyền nên sẽ cho cho BS và MS. Ở BS và MS sẽ tiến hành xử lý tín hiệu
kết quả ước lượng tốt. Tiếp đến là MSE của FDMMSE. thu theo sơ đồ khối phía thu của hệ thống SC-FDMA
Tuy MSE của FDMMSE không tốt như TDLS nhưng như ở Hình 2, kết hợp với các phương pháp ước lượng
vẫn bé hơn phương pháp FDLS ở SNR thấp và ở SNR và cân bằng kênh truyền để tạo lại chuỗi bit. Việc cân
cao thì hai phương pháp này tương đương nhau, nguyên bằng kênh có thể được thực hiện tại các miền như ở ước
nhân là do trong ước lượng MMSE, giả sử rằng tương lượng kênh. Nguyên lý cân bằng kênh truyền đều thực
quan chéo của kênh truyền gốc và sau khi ước lượng, hiện như nhau trong mỗi miền. Từ phương trình (9) ta
tương quan của nhiễu đã biết. Phương pháp FDLS và xét cân bằng kênh trong miền thời gian
DDLS có kết quả như nhau do hiệu quả ước lượng trong ˆ =h ˆ−1 α−1 y − h ˆ−1 ψ
ˆii h
hai miền này tương đương nhau, chỉ khác nhau ở bộ ψ ij ij i ij ii (37)
IDFT. FDLS có MSE tương đối cao nhưng có thể dùng
phương pháp FDLSLP và FDLSRW để cải thiện MSE Sau đó so sánh chuỗi bit tạo được và chuỗi bit ban
ở SNR thấp nhưng ở SNR cao thì hiệu quả của các đầu, ta sẽ tính được BER cho mỗi phương pháp ước
phương pháp này rất thấp do kênh truyền ước lượng bị lượng. Qua Hình 6 có thể thấy hiệu quả của các phương
san phẳng. MSE của FDLSRW có chiều dài cửa sổ 11 pháp được thể hiện rõ như đã xét MSE. Phương pháp
thấp hơn FDLSRW có chiều dài cửa sổ 7 ở SNR thấp, TDLS có BER tốt nhất. Phương pháp FDMMSE cũng
do cửa sổ càng lớn thì càng loại bỏ ảnh hưởng của nhiễu có BER xấp xỉ phương pháp TDLS do phương pháp này
tốt hơn. Nhưng ở SNR cao, MSE của FDLSRW có chiều đã biết được tương quan chéo của kênh truyền và phân
dài cửa sổ 7 lại thấp hơn so sới chiều dài cửa sổ 11 bởi bố nhiễu. Phương pháp FDLSRW có BER tương tự như
vì cửa sổ có chiều dài 11 lớn hơn băng thông kết hợp FDMMSE và thấp hơn phương pháp FDLS ở SNR thấp
làm tăng sự giao thoa. Do đó ở SNR thấp ta chọn cửa do nó triệt được nhiễu tốt. Tuy nhiên ở SNR cao thì
sổ có chiều dài lớn và ở SNR cao thì chọn cửa sổ có hiệu quả của phương pháp này giảm rõ rệt. Độ dài cửa
ISBN: 978-604-67-0349-5 456
- Hội thảo quốc gia 2014 về Điện tử, Truyền thông và Công nghệ thông tin (ECIT2014)
BER cua he thong SC−FDMA su dung TWR voi cac phuong phap uoc luong [5] Hyung G.Myung, David J.Goodman, “Single Carrier FDMA: A
0
10
New Air Interface for Long Term Evolution,” John Wiley and
Sons Pte Ltd, 2008.
−1
10
[6] C Ho, R Zhang, YC Liang, “Two-way Relaying over OFDM:
Optimized Tone Permutation and Power Allocation,” inProc.
IEEE Int. Conf. Comm. (ICC), Beijing, China, May 2008.
−2
10
[7] Z Li, X Xia, B Li, “Achieving Full Diversity and Fast
ML Decoding via Simple Analog Network Coding for Asyn-
BER
chronous Two-way Relay Networks,” IEEE Trans. Comm., pp.
−3 3672–3671, 2009.
10
[8] F Gao, R Zhang, YC Liang, “Optimal Channel Estimation and
Khong co uoc luong Training Design for Two-way Relay Networks,” IEEE Trans.
−4
TDLS Comm., pp. 3024–3033, 2009.
10 FDLS
FDMMSE [9] W Yang, Y Cai, J Hu, “Channel Estimation for Two-way Relay
FDLSRW7 OFDM Networks,” EURASIP J. Wireless Comm. Network, pp.
FDLSRW11
−5 1–6, 2010.
10
0 5 10 15 20 25 30 [10] G Wang, F Gao, Y Wu, C Tellambura, “Joint CFO and Channel
SNR (dB)
Estimation for OFDM-based Two-way Relay Networks,” IEEE
Trans. Wireless Comm., pp. 456–465, 2011.
Hình 6. BER của các phương pháp ước lượng kênh truyền. [11] H Gacanin, T Sj¨odin, F Adachi, “On Channel Estimation
for Analog Network Coding in a Frequency-selective Fading
Channel,” IEEE EURASIP J. Wireless Comm. Network, pp.
1–12, 2011.
sổ của phương pháp FDLSRW ảnh hưởng nhiều đến kết
[12] I Prodan, T Obara, F Adachi, H Gacanin, “Performance of Pilot-
quả của BER ở SNR cao. Có thể thấy tuy xấp xỉ nhau assisted Channel Estimation without Feedback for Broadband
nhưng ở SNR thấp, độ dài cửa sổ là 11 tốt hơn 7 nhưng ANC Systems using OFDM Access,” EURASIP J. Wireless
ở SNR cao thì ngược lại. Phương pháp FDLS có hiệu Comm. Netw., pp. 1–21, 2012.
quả tương đối và đơn giản trong tính toán. [13] 3GPP TS 36.211 version 11.4.0 Release 11, “LTE; Evolved Uni-
versal Terrestrial Radio Access (E-UTRA); Physical Channels
and Modulation,” 2013-10.
V. KẾT LUẬN [14] S. C. Huang, J. C. Lin and K. P. Chou, “Novel Channel
Estimation Techniques on SC-FDMA Uplink Transmissions,”
Hệ thống SC-FDMA sử dụng trạm chuyển tiếp hai Proc. IEEE Vehicular Technology Conf., 2010.
chiều đã tận dụng được những ưu điểm của hệ thống [15] Bahattin Karakaya, H¨useyin Arslan, Hakan Ali C¸ırpan, “Chan-
LTE thông tin đa chặng, tuy nhiên chất lượng của hệ nel Estimation for LTE Uplink in High Doppler Spread,”
Wireless Communications and Networking Conference, IEEE,
thống vẫn cần được cải thiện nhằm cung cấp cho người pp. 1126-1130, 2008.
dùng những dịch vụ tin cậy, tốc độ cao. Trong bài báo [16] KJ Lee, IK Lee, “Achievable Rate Regions for Two-way MIMO
này, chúng ta đã khảo sát một số phương pháp ước lượng AF Multiple-relay Channels,” Proc. IEEE Veh. Technol. Conf.
kênh truyền dựa trên mẫu pilot nhằm tăng chất lượng (VTC-Spring). Budapest, Hungary, May 2011.
của hệ thống trong môi trường pha đinh đa đường. Việc [17] Minh Tam Tran, JinSooWang, Iickho Song and Yun Hee
ước lượng có thể được thực hiện trong miền thời gian, Kim, “Channel Estimation and Optimal Training with the
miền tần số và miền dữ liệu. Trong đó việc thực hiện LMMSE Criterion for OFDM-based Two-way Relay Networks,”
EURASIP Journal on Wireless Communications and Network-
trong miền thời gian cho hiệu quả tốt nhất nhưng lại có ing 2013, 2013.
độ phức tạp cao hơn ở các miền khác, trong miền tần [18] Yong Soo Cho, Jaekwon Kim, Won Young Yang, Chung-Gu
số đơn giản hơn và cho hiệu quả như ở miền dữ liệu. Kang, “MIMO OFDM Wireless Communications with MAT-
Tùy thuộc vào yêu cầu chất lượng, độ phức tạp mà ta LAB,” IEEE Press - John Wiley and Sons Pte Ltd, 2010.
có thể sử dụng linh động các phương pháp để tăng chất [19] Moussa Diallo, Rodrigue Rabineau, Laurent Cariou and Mary-
lượng của hệ thống. line Hélard, “Transform Domain Based Channel Estimation for
3GPP/LTE Systems,” InTech, September 2010.
[20] 3GPP TS 25.104 version 11.6.0 Release 11, “Universal Mobile
TÀI LIỆU THAM KHẢO Telecommunications System (UMTS); Base Station (BS) Radio
Transmission and Reception (FDD),” 2013-07.
[1] S Berger, M Kuhn, A Wittneben, “Recent Advances in Amplify- [21] John G. Proakis, “Digital Communications 4th ed,” McGraw -
and-Forward Two-hop Relaying,” IEEE Comm. Mag., pp. Hill, 2000.
50–56, 2009.
[2] B Rankov, A Wittneben, “Spectral Efficient Protocols for Half-
duplex Fading Relay Channels,” IEEE J. Select. Areas Comm.,
pp. 379–389, 2007.
[3] Harri Holma, Antti Toskala, “LTE for UMTS – OFDMA and
SC-FDMA Based Radio Access,” John Wiley and Sons Pte Ltd,
2009.
[4] IXIA, “SC-FDMA: Single Carrier FDMA in LTE,” IXIA White
Paper, November 2009.
ISBN: 978-604-67-0349-5 457
nguon tai.lieu . vn
