Xem mẫu
- Hội Thảo Quốc Gia 2015 về Điện Tử, Truyền Thông và Công Nghệ Thông Tin (ECIT 2015)
Hội Thảo Quốc Gia 2015 về Điện Tử, Truyền Thông và Công Nghệ Thông Tin (ECIT 2015)
Kỹ Thuật Điều Chế QPSK Cho Hệ Thống
Thông Tin Quang Vô Tuyến DWDM
Lê Quốc Cường, Sở Thông tin và Truyền thông TPHCM, email: cuonglequoc@gmail.com
Lê Duy Hưng, Học viện Công nghệ Bưu Chính Viễn thông TPHCM, email: hungle10988@gmail.com
Tóm tắt – Truyền thông quang vô tuyến FSO là công nghiên cứu, nó cung cấp chất lượng dịch vụ tương đối cao
nghệ truyền dẫn tín hiệu quang qua môi trường vô tuyến cũng như các ứng dụng truyền dẫn cao. Nhưng khi ghép kênh
(không gian tự do). Truyền thông quang vô tuyến đang FSO sử dụng hệ thống coherent DWDM kết hợp với kỹ thuật
được xem như một giải pháp hứa hẹn thay thế cho các kết điều chế QPSK với tốc độ bit cao lên đến 1.28 Tbps thì vấn đề
nối vô tuyến băng rộng nhờ các ưu điểm mà nó có được này mới được đưa ra và nghiên cứu lần đầu tiên.
bao gồm: Triển khai nhanh, trọng lượng thiết bị nhẹ,
truyền thông dung lượng cao, chi phí thấp, không yêu cầu II. HỆ THỐNG KÊNH TRUYỀN QUANG VÔ
cấp phép tần số. Trong truyền dẫn quang vô tuyến việc sử TUYẾN FSO
dụng các kỹ thuật điều chế đã được đưa ra nhằm tăng hiệu A. Mô hình hệ thống quang vô tuyến FSO
suất kênh truyền, truyền dẫn dữ liệu tốc độ cao. FSO sử
dụng kỹ thuật điều chế trực tiếp IM/DD cho hiệu suất
kênh truyền không cao, bị ảnh hưởng nhiễu loạn do kênh
truyền fading…Khi sử dụng kỹ thuật điều chế coherent thì
có tính linh hoạt hơn có thể sử dụng với bất kỳ loại điều
chế nào như biên độ, tần số hoặc pha. Giải pháp đưa ra ở
đây là ứng dụng công nghệ ghép kênh theo bước sóng
DWDM kết hợp với kỹ thuật điều chế QPSK nhằm để tăng
hiệu suất kênh truyền, với kỹ thuật ghép kênh này cho
phép nhiều bước sóng cùng truyền được qua hệ thống
quang vô tuyến do đó có thể tăng dung lượng kênh truyền,
đồng thời giải pháp này cũng đáp ứng ứng dụng cho việc Hình 1: Mô hình kênh truyền quang vô tuyến FSO
truyền dẫn dữ liệu ở tốc độ cao.
Tín hiệu quang tại đầu vào của bộ tách sóng được xác
Từ khóa – Quang vô tuyến (FSO), kỹ thuật điều chế định:
IM-DD, QPSK, ghép kênh phân chia theo bước sóng mật 𝑦𝑦 𝑦 𝑎𝑎𝑎𝑎(𝑡𝑡𝑡𝑡𝑡 (1)
độ cao DWDM. Trong đó a, I, 𝑋𝑋𝑋𝑋𝑋𝑋, lần lượt là tổng suy hao đường truyền,
cường độ tín hiệu phát, quá trình ngẫu nhiên đại diện cho tín
I. ĐẶT VẤN ĐỀ
hiệu nhấp nháy gây ra bởi nhiễu loạn không khí và y là tín
Các công nghệ FSO xuất hiện lần đầu tiên vào những hiệu quang nhận được.
năm 1960. Đến cuối những năm 1980 những sản phẩm thương
mại đã xuất hiện nhưng không thành công vì những rào cản Suy hao kênh truyền gây ra bởi hai nguyên nhân chính là
công nghệ, cự ly ngắn, dung lượng thấp. Hiệu suất của hệ do hấp thụ và tán xạ. Tổng suy hao kênh truyền được xác định
thống FSO bị ảnh hưởng bởi nhiều yếu tố như môi trường bởi:
truyền sóng, biến động ngẫu nhiên của không khí...trong quá 𝐴𝐴
trình thiết kế hệ thống FSO việc lựa chọn các kỹ thuật điều 𝑎𝑎 𝑎 𝜋𝜋(𝜑𝜑𝜑𝜑/2)2 𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒(−𝛽𝛽𝑣𝑣 𝐿𝐿) (2)
chế thích hợp đóng một vai trò hết sức quan trọng và đòi hỏi
phải có khả năng thích nghi tốt cho hiệu suất tối ưu, nhưng Với A là khẩu độ thu, L khoảng cách truyền, 𝜑𝜑 góc phân kỳ
khả năng thích nghi này kỹ thuật khá phức tạp để thực hiện và trong radian và 𝛽𝛽𝑣𝑣 là hệ số dập tắt khí quyển.
trên thực tế là không thích hợp[4]. Khi cường độ quang bị ảnh B. Mô hình kênh truyền Log-normal
hưởng bởi các hiệu ứng như nhấp nháy, biến động do môi
trường gây ra, khi sử dụng kỹ thuật điều chế mang thông tin Khi tín hiệu quang qua kênh truyền không gian tự do nó
vào pha hoặc tần số của tín hiệu thì tốt hơn nhiều. Điều chế bị ảnh hưởng bởi các biến động ngẫu nhiên, hiệu ứng nhấp
khóa dịch pha (PSK) có khả năng thích nghi tốt, do đó nó nháy, nhiễu loạn không khí, ngay cả khi truyền ở khoảng cách
cung cấp hiệu suất cao hơn so với kỹ thuật điều chế IM/DD ngắn. Những nguyên nhân đó làm tăng tỉ lệ BER và làm giảm
khi có sự biến động của môi trường[4]. hiệu suất của hệ thống. Khi biến động là yếu thì ảnh hưởng
của nhiễu loạn 𝑋𝑋𝑋𝑋𝑋𝑋 là một quá trình ngẫu nhiên có hàm phân
Khi thiết kế hệ thống DWDM 40 Gbps 32 kênh sử dụng bố là log-normal. Giả sử rằng trung bình của quá trình ngẫu
kỹ thuật điều chế IM/DD cho chất lượng dịch vụ chưa cao và nhiên 𝑋𝑋 là bình thường thì hàm phân bố mật độ xác suất (pdf)
bị ảnh hưởng bởi sự biến động ngẫu nhiên trong môi cho bởi Majumdar được tính như sau[5].
2
trường[1]. Truyền dẫn quang vô tuyến FSO đơn kênh sử dụng 1 (𝑙𝑙𝑙𝑙𝑙𝑙𝑙𝑙𝑙𝑠𝑠2 ⁄2)
𝑓𝑓𝑋𝑋 (𝑥𝑥𝑥𝑥 𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒 [− ] (3)
hệ thống coherent DWDM kết hợp với kỹ thuật điều chế √2𝜋𝜋𝜎𝜎𝑠𝑠 𝑥𝑥 2𝜎𝜎𝑠𝑠2
QPSK được đề suất với tốc độ bit từ 1Gbps đến 100 Gbps là Với 𝜎𝜎𝑠𝑠2 là phương sai cường độ log mà phụ thuộc vào đặc
mở rộng của kỹ thuật điều chế IM/DD vấn đề này đã được tính kênh truyền và được cho như sau:
ISBN: 978-604-67-0635-9 409
409
- HộiHội
ThảoThảo Quốc
Quốc Gia
Gia 2015về
2015 vềĐiện
Điện Tử,
Tử,Truyền
Truyền Thông
Thông và
vàCông
CôngNghệ
NghệThông Tin Tin
Thông (ECIT 2015)
(ECIT 2015)
0.49𝜎𝜎𝑅𝑅2 0.51𝜎𝜎𝑅𝑅2 dụng là chất bán dẫn laser băng thông rộng có công suất lớn,
𝜎𝜎𝑠𝑠2 = 𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒 𝑒 12/5 7/6
+ 12/5 5/6
] − 1 (4) máy thu được thiết kế sử dụng lượng thông tin truyền kết hợp
(1+0.18𝑑𝑑 2 +0.56𝜎𝜎𝑅𝑅 ) 2
(1+0.9𝑑𝑑 +0.62𝜎𝜎𝑅𝑅 )
đầu vào chẳng hạn như bộ tiền khuếch đại quang (PIN) hoặc
Với 𝑑𝑑 𝑑 √𝑘𝑘𝑘𝑘2 /4𝐿𝐿 , 𝑘𝑘 𝑘 𝑘𝑘𝑘⁄𝑘𝑘 là số sóng quang, L khoảng diode quang điện thác (APD) có kích thước khác nhau[16].
cách truyền và D là đường kính khẩu độ thu. Tham số 𝜎𝜎𝑅𝑅2 là
phương sai Rytov, giả sử sự lan truyền sóng được cho bởi:
𝜎𝜎𝑅𝑅2 = 1.23𝐶𝐶𝑛𝑛2 𝑘𝑘 7/6 𝐿𝐿11/6 (5)
Với 𝐶𝐶𝑛𝑛2
là chỉ số độ cao phụ thuộc của chiết suất và có giá
trị trong khoảng 10-17 đến 10-12 tùy thuộc độ mạnh, yếu trong
kênh truyền nhiễu loạn không khí. Hình 2: Khoảng cách truyền của IM/DD trong FSO
C. Mô hình kênh truyền Gamma-gamma Tại đầu ra của bộ tách sóng APD có tín hiệu điện là khác
nhau ở trạng thái "on" hoặc "off" và được cho bởi:
Khi kênh truyền nhiễu động mạnh, phân bố log-normal 𝑔𝑔𝑔𝑔𝑔𝑔2𝑃𝑃𝑡𝑡 + 𝑛𝑛𝑛𝑛𝑛𝑛𝑛𝑛𝑛𝑜𝑜𝑜𝑜"
tạo ra sự khác biệt lớn với các kết quả ở thực nghiệm. Lý do là 𝑟𝑟𝑒𝑒 = { (13)
𝑛𝑛𝑛𝑛𝑛𝑛𝑛𝑛𝑛𝑛𝑛𝑛𝑛𝑛𝑛𝑛𝑛𝑛𝑛𝑛
hàm pdf log-normal đánh giá thấp sự ảnh hưởng ở những đoạn Với 𝑔𝑔 độ lợi trung bình, 𝑃𝑃𝑡𝑡 công suất phát quang trung bình,
cuối so với kết quả thực nghiệm. Trong trường hợp này 𝑋𝑋𝑋𝑋𝑋𝑋 R độ nhạy bộ tách sóng APD. Ngược lại với nhiễu nhiệt, nhiễu
có thể được mô hình hóa như một quá trình dừng với phân bố bắn phụ thuộc vào thành phần của bên trong bộ tách sóng
gamma-gamma và được tính bởi[5]: APD nó khác nhau ở trạng thái "on" và "off". Nhiễu bắn có
2(𝛼𝛼𝛼𝛼)(𝛼𝛼𝛼𝛼𝛼)⁄2 (𝛼𝛼𝛼𝛼𝛼)⁄ thể được mô hình hóa ngẫu nhiên như nhiễu Gaussian
𝑓𝑓𝑋𝑋 (𝑥𝑥) = 𝑥𝑥 2−1 𝐾𝐾𝛼𝛼𝛼𝛼𝛼 (2√𝛼𝛼𝛼𝛼𝛼𝛼) (6) (AWGN) với nghĩa 0 và phương sai 𝜎𝜎𝑆𝑆𝑆 2
Γ(𝛼𝛼𝛼𝛼𝛼𝛼𝛼𝛼
2
2 2𝑞𝑞𝑞𝑞 𝐹𝐹𝐴𝐴 𝑅𝑅𝑅𝑅𝑅𝑅𝑅𝑅𝑅𝑡𝑡 ∆𝑓𝑓𝑓𝑓𝑓𝑓𝑓𝑓𝑓𝑜𝑜𝑜𝑜"
Với Γ(. ) là hàm gamma, 𝐾𝐾𝛼𝛼𝛼𝛼𝛼 (. ) là hàm sửa đổi Bessel và 𝜎𝜎𝑆𝑆𝑆 ={ (14)
0, "𝑜𝑜𝑜𝑜𝑜𝑜𝑜
có thứ tự 𝛼𝛼 𝛼 𝛼𝛼. 𝛼𝛼 và 𝛽𝛽 là tham số pdf mô tả những biến động Trong đó q là điện tích electron, 𝐹𝐹𝐴𝐴 biểu thị hệ số nhiễu vượt
diễn ra của sóng. Trong trường hợp thang đo nội tại là 0 quá của APD được cho bởi:
(𝑙𝑙0 = 0) được tính: 𝐹𝐹𝐴𝐴 = 𝑘𝑘𝐴𝐴 𝑔𝑔 𝑔 (1 − 𝑘𝑘𝐴𝐴 )(2 − 1⁄𝑔𝑔𝑔 (15)
−1 Với 𝑘𝑘𝐴𝐴 là hệ số ion hóa. Phương sai của tổng số lượng nhiễu
2
0.49𝜎𝜎𝑅𝑅 APD được cho bởi[16]:
𝛼𝛼 𝛼 𝛼𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒 [ 12/5 7/6
] − 1} (7)
(1+1.11𝜎𝜎𝑅𝑅 )
𝑇𝑇
4𝑘𝑘𝐵𝐵 𝐹𝐹 ∆𝑓𝑓 𝑓𝑓𝑓𝑓𝑓𝑓2 𝐹𝐹𝐴𝐴 𝑅𝑅𝑅𝑅𝑅𝑅𝑅𝑅𝑅𝑡𝑡 ∆𝑓𝑓𝑓𝑓𝑓𝑓𝑓𝑓𝑓𝑜𝑜𝑜𝑜"
−1 𝑅𝑅𝐿𝐿 𝑛𝑛
2
0.51𝜎𝜎𝑅𝑅
𝜎𝜎𝑛𝑛2 ={ 𝑇𝑇 (16)
𝛽𝛽𝛽𝛽𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒 [ ] − 1} (8) 4𝑘𝑘𝐵𝐵 𝐹𝐹𝑛𝑛 ∆𝑓𝑓𝑓𝑓𝑓𝑓𝑓𝑓𝑓𝑓𝑓𝑓𝑓
12/5 5/6 𝑅𝑅𝐿𝐿
(1+0.69𝜎𝜎𝑅𝑅 ) 2 2
Với: 𝜎𝜎𝑛𝑛2 = 𝜎𝜎𝑆𝑆𝑆 + 𝜎𝜎𝑇𝑇𝑇 (17)
Trong trường hợp thang đo nội tại khác 0 (𝑙𝑙0 ≠ 0). tham số
𝛼𝛼 và 𝛽𝛽 được tính: Trong thực tế hệ thống FSO sử dụng IM/DD với OOK vì nó
có thiết kế đơn giản và dễ thực hiện. Tuy nhiên, cần phải thiết
2 ]
𝛼𝛼 𝛼 {𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒[𝜎𝜎𝑙𝑙𝑙𝑙𝑙𝑙 − 1}−1 (9) lập một ngưỡng để phát hiện tỷ lệ lỗi bit của tín hiệu. BER của
−1 hệ thống FSO sử dụng IM/DD được tính như sau [11][16]:
2
0.51𝜎𝜎𝑃𝑃 𝐵𝐵𝐵𝐵𝐵𝐵𝐵𝐵𝐵(1)𝑃𝑃(0|1) + 𝑃𝑃(0)𝑃𝑃(1|0) (18)
𝛽𝛽𝛽𝛽𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒 [ 12/5 5/6
] − 1} (10)
(1+0.69𝜎𝜎𝑃𝑃 ) Trong đó 𝑃𝑃(1), 𝑃𝑃(0) đại diện cho xác suất truyền "on" và
2
"off" các bit tương ứng. Xác suất phát hiện bit "off" khi bit
Với 𝜎𝜎𝑙𝑙𝑙𝑙𝑙𝑙 được cho bởi: "on" được truyền là 𝑃𝑃(0|1) và 𝑃𝑃(1|0) là ngược lại. Với 𝑃𝑃(1)
2 𝜂𝜂𝑥𝑥 𝑄𝑄 7/6 𝜂𝜂𝑥𝑥
1
2 𝜂𝜂𝑥𝑥
7
12
= 𝑃𝑃(0) = 0.5 khi nhiễu phương sai là khác nhau ở trạng thái
𝜎𝜎𝑙𝑙𝑙𝑙𝑙𝑙 = 0.16𝜎𝜎𝑅𝑅2 ( ) × [1 + 1.75 ( ) − 0.25 ( ) ] (11) "on" và "off". Xác suất 𝑃𝑃(0|1) và 𝑃𝑃(1|0) là không bằng nhau
𝜂𝜂𝑥𝑥 +𝑄𝑄 𝜂𝜂𝑥𝑥 +𝑄𝑄 𝜂𝜂𝑥𝑥 +𝑄𝑄
và chúng phụ thuộc vào ngưỡng quyết định. Khi điều kiện
Các thông số cần thiết còn lại có thể tìm thấy như: 𝑃𝑃(0|1) = 𝑃𝑃(1|0) thì BER được tính như sau:
1 𝑄𝑄
𝜂𝜂𝑥𝑥 =
2.61
; 𝑄𝑄 𝑄
10.89𝐿𝐿 𝐵𝐵𝐵𝐵𝐵𝐵𝐵 𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒 𝑒 ) (19)
2 𝑄𝑄 1/6
1+0.45𝜎𝜎𝑅𝑅 𝑘𝑘𝑘𝑘0 2 2 √2
Tham số Q được cho bởi:
11/12 𝑔𝑔𝑔𝑔𝑔𝑔𝑔𝑔𝑔𝑡𝑡 𝐼𝐼
𝜎𝜎𝑃𝑃2 = 3.86𝜎𝜎𝑅𝑅2 {(1 + 1⁄𝑄𝑄2 )
11
[𝑠𝑠𝑠𝑠𝑠𝑠 𝑠 6 𝑡𝑡𝑡𝑡𝑡𝑡−1 𝑄𝑄𝑄𝑄
1.51 4
𝑠𝑠𝑠𝑠𝑠𝑠 𝑠 𝑡𝑡𝑡𝑡𝑡𝑡−1 𝑄𝑄𝑄𝑄 𝑄𝑄 𝑄 (20)
1
3 𝜎𝜎𝑛𝑛𝑛𝑜𝑜𝑜𝑜+𝜎𝜎𝑛𝑛𝑛𝑛𝑛𝑛𝑛𝑛𝑛
(1+𝑄𝑄2 )4
0.27 5 Giá trị BER trong kênh truyền được tính[13][16]:
(1+𝑄𝑄2 )7/24
𝑠𝑠𝑠𝑠𝑠𝑠 𝑠 𝑡𝑡𝑡𝑡𝑡𝑡−1 𝑄𝑄𝑄] − 3.5𝑄𝑄5/6 } (12) 1 ∞ 𝑔𝑔𝑔𝑔𝑎𝑎𝑎𝑎𝑎𝑡𝑡 𝐼𝐼
4
𝐵𝐵𝐵𝐵𝐵𝐵𝐵 ∫0 𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒 𝑒 ) 𝑓𝑓𝑋𝑋 (𝑥𝑥)𝑑𝑑𝑑𝑑 (21)
2 √2(𝜎𝜎 𝑛𝑛𝑛𝑜𝑜𝑜𝑜 +𝜎𝜎𝑛𝑛𝑛𝑛𝑛𝑛𝑛𝑛𝑛 )
III. KỸ THUẬT ĐIỀU CHẾ TRONG QUANG VÔ Trong kênh truyền gamma-gamma[5]:
TUYẾN FSO
1 ∞ 𝑔𝑔𝑔𝑔𝑔𝑔𝑔𝑔𝑔𝑡𝑡 𝐼𝐼
A. Kỹ thuật điều chế IM/DD 𝐵𝐵𝐵𝐵𝐵𝐵𝐵 ∫0 𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒 𝑒 )×
2
√2(𝜎𝜎 𝑛𝑛 +𝜎𝜎 𝑛𝑛 )
Trong hệ thống thông tin quang vô tuyến FSO khoảng 𝑜𝑜𝑜𝑜 𝑜𝑜𝑜𝑜𝑜𝑜
cách truyền giữa máy phát và máy thu được kết nối với nhau
dựa trên tầm nhìn thẳng (LOS). Các máy phát thường được sử
410
410
- Hội Thảo Quốc Gia 2015 về Điện Tử, Truyền Thông và Công Nghệ Thông Tin (ECIT 2015)
Hội Thảo Quốc Gia 2015 về Điện Tử, Truyền Thông và Công Nghệ Thông Tin (ECIT 2015)
2(𝛼𝛼𝛼𝛼)(𝛼𝛼𝛼𝛼𝛼)⁄2 (𝛼𝛼𝛼𝛼𝛼)⁄ −1 𝜆𝜆 : Bước sóng phát của tín hiệu.
×( 𝑥𝑥 2 𝐾𝐾𝛼𝛼𝛼𝛼𝛼 (2√𝛼𝛼𝛼𝛼𝛼𝛼)) 𝑑𝑑𝑑𝑑 𝑧𝑧: Khoảng cách kênh truyền giữa máy phát và máy thu.
Γ(𝛼𝛼)Γ(𝛽𝛽)
𝐺𝐺𝑇𝑇 , 𝐺𝐺𝑅𝑅 : Độ lợi máy phát và máy thu.
𝜋𝜋𝜋𝜋 𝜋𝜋𝜋𝜋
𝐺𝐺𝑇𝑇 = ( 𝑇𝑇)2 , 𝐺𝐺𝑅𝑅 =( 𝑅𝑅 )2 (25)
𝜆𝜆 𝜆𝜆
∞
= ∫ 𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒
𝑔𝑔𝑔𝑔𝑔𝑔𝑔𝑔𝑡𝑡 𝐼𝐼 𝐷𝐷𝑇𝑇 , 𝐷𝐷𝑅𝑅 : Khẩu độ của thấu kính tại máy phát và máy
0 𝑇𝑇 𝑇𝑇
√2 (√4𝑘𝑘𝐵𝐵 𝑅𝑅 𝐹𝐹𝑛𝑛 ∆𝑓𝑓 𝑓 𝑓𝑓𝑓𝑓𝑓2 𝐹𝐹𝐴𝐴 𝑅𝑅𝑅𝑅𝑅𝑅𝑅𝑅𝑅𝑡𝑡 ∆𝑓𝑓 + √4𝑘𝑘𝐵𝐵 𝑅𝑅 𝐹𝐹𝑛𝑛 ∆𝑓𝑓)
thu.
( 𝐿𝐿 𝐿𝐿 ) 𝐿𝐿 𝑇𝑇 , 𝐿𝐿𝑅𝑅 : Hệ số định hướng tại máy phát và máy thu.
2(𝛼𝛼𝛼𝛼)(𝛼𝛼𝛼𝛼𝛼)⁄2 (𝛼𝛼𝛼𝛼𝛼)
⁄2−1
𝐿𝐿 𝑇𝑇 = exp(−𝐺𝐺𝑇𝑇 (𝜃𝜃𝑇𝑇 )2 ), 𝐿𝐿𝑅𝑅 = exp(−𝐺𝐺𝑇𝑇 (𝜃𝜃𝑅𝑅 )2 ) (26)
× ( 𝑥𝑥 𝐾𝐾𝛼𝛼𝛼𝛼𝛼 (2√𝛼𝛼𝛼𝛼𝛼𝛼)) 𝑑𝑑𝑑𝑑 (22)
Γ(𝛼𝛼)Γ(𝛽𝛽) 𝜃𝜃𝑇𝑇 , 𝜃𝜃𝑅𝑅 là gốc định hướng giữa máy phát và máy thu.
Trong kênh truyền log-normal[5]:
Với BER của hệ thống sử dụng bộ tách sóng APD khi
không khí nhiễu động có thể được mô hình hóa như dưới kênh
1 ∞ 𝑔𝑔𝑔𝑔𝑔𝑔𝑔𝑔𝑔𝑡𝑡 𝐼𝐼 truyền fading chậm. BER của hệ thống có thể được tính như
𝐵𝐵𝐵𝐵𝐵𝐵𝐵 ∫0 𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒 𝑒 )×
2
√2(𝜎𝜎 𝑛𝑛 +𝜎𝜎 𝑛𝑛 )
sau:
𝑜𝑜𝑜𝑜 𝑜𝑜𝑜𝑜𝑜𝑜
∞
2 𝐵𝐵𝐵𝐵𝐵𝐵𝐵 ∫0 𝐵𝐵𝐵𝐵𝐵𝐵𝑖𝑖𝑖𝑖𝑖𝑖𝑖𝑖 𝑓𝑓𝑋𝑋 (𝑥𝑥)𝑑𝑑𝑑𝑑 (26)
1 (𝑙𝑙𝑙𝑙𝑙𝑙𝑙𝑙𝑙𝑠𝑠2 ⁄2)
[ 𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒 [− ]] 𝑑𝑑𝑑𝑑 Để tính BER ta phải xem xét trường hợp cụ thể.
√2𝜋𝜋𝜎𝜎𝑠𝑠 𝑥𝑥 2𝜎𝜎𝑠𝑠2
2 𝜋𝜋 𝑚𝑚𝑚𝑚𝑚𝑚𝑚𝑚𝑠𝑠 𝑎𝑎
𝐵𝐵𝐵𝐵𝐵𝐵𝑖𝑖𝑖𝑖𝑖𝑖𝑖𝑖 ≈ 𝑄𝑄 𝑄√2𝛾𝛾𝛾 𝑠𝑠𝑠𝑠𝑠𝑠 𝑥𝑥𝑥 𝑥𝑥𝑥𝑥 𝑥𝑥𝑥 (27)
𝑙𝑙𝑙𝑙𝑙𝑙2 𝑀𝑀 𝑀𝑀 2𝜎𝜎𝑛𝑛
∞ 𝑔𝑔𝑔𝑔𝑔𝑔𝑔𝑔𝑡𝑡 𝐼𝐼 Với 𝛾𝛾𝛾 là tín hiệu trên nhiễu trung bình thu được. Vì là điều
= ∫0 𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒 𝑒 𝑇𝑇 𝑇𝑇
)× chế QPSK nên ta có số mức trạng thái là M=4.
√2(√4𝑘𝑘𝐵𝐵 𝑅𝑅 𝐹𝐹𝑛𝑛 ∆𝑓𝑓𝑓𝑓𝑓𝑓𝑓𝑓2 𝐹𝐹𝐴𝐴 𝑅𝑅𝑅𝑅𝑅𝑅𝑅𝑅𝑅𝑡𝑡 ∆𝑓𝑓+√4𝑘𝑘𝐵𝐵 𝑅𝑅 𝐹𝐹𝑛𝑛∆𝑓𝑓)
𝐿𝐿 𝐿𝐿 Q(.) là Gaussian hàm Q có dạng[5]:
1 ∞ −𝑡𝑡 2
(𝑙𝑙𝑙𝑙𝑙𝑙𝑙𝑙𝑙𝑠𝑠2 ⁄2)
2 𝑄𝑄(𝑦𝑦) = ∫ 𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒 ( 2 ) 𝑑𝑑𝑑𝑑 (28)
1 √2𝜋𝜋 𝑦𝑦
[ 𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒 [− ]] 𝑑𝑑𝑑𝑑 (23) Giá trị BER trong kênh truyền được tính[5][13]:
√2𝜋𝜋𝜎𝜎𝑠𝑠 𝑥𝑥 2𝜎𝜎𝑠𝑠2
∞ 𝑚𝑚𝑚𝑚𝑚𝑚𝑚𝑚𝑠𝑠 𝑎𝑎
𝐵𝐵𝐵𝐵𝐵𝐵𝐵 ∫0 𝑄𝑄 𝑄 𝑥𝑥𝑥 𝑥𝑥𝑋𝑋 (𝑥𝑥)𝑑𝑑𝑑𝑑 (29)
B. Kỹ thuật điều chế QPSK 2𝜎𝜎𝑛𝑛
Trong môi trường quang vô tuyến FSO kỹ thuật điều Trong kênh truyền gamma-gamma[5]:
∞ 𝑚𝑚𝑚𝑚𝑚𝑚𝑚𝑚𝑠𝑠 𝑎𝑎
chế QPSK được thể hiện trong hình 3[10]: 𝐵𝐵𝐵𝐵𝐵𝐵𝐵 ∫0 𝑄𝑄 𝑄 𝑥𝑥𝑥 𝑥
2𝜎𝜎𝑛𝑛
2(𝛼𝛼𝛼𝛼)(𝛼𝛼𝛼𝛼𝛼)⁄2 (𝛼𝛼𝛼𝛼𝛼)⁄
×[ 𝑥𝑥 2−1 𝐾𝐾𝛼𝛼𝛼𝛼𝛼 (2√𝛼𝛼𝛼𝛼𝛼𝛼)]dx
Γ(𝛼𝛼𝛼𝛼𝛼𝛼𝛼𝛼
∞
𝑚𝑚𝑚𝑚𝑚𝑚𝑚𝑚𝑠𝑠 𝑎𝑎
= ∫ 𝑄𝑄 𝑥𝑥
0 𝑇𝑇
2√2𝑞𝑞𝑞𝑞2 𝐹𝐹𝐴𝐴 𝑅𝑅𝑅𝑅𝑃𝑃𝑠𝑠 𝑎𝑎𝑎𝑎∆𝑓𝑓 𝑓 𝑓𝑓𝑓𝐵𝐵 𝐹𝐹𝑛𝑛 ∆𝑓𝑓
( 𝑅𝑅𝐿𝐿 )
2(𝛼𝛼𝛼𝛼)(𝛼𝛼𝛼𝛼𝛼)⁄2 (𝛼𝛼𝛼𝛼𝛼)⁄ −1
× [ 𝑥𝑥 2 𝐾𝐾𝛼𝛼𝛼𝛼𝛼 (2√𝛼𝛼𝛼𝛼𝛼𝛼)] 𝑑𝑑𝑑𝑑 (30)
Γ(𝛼𝛼𝛼𝛼𝛼𝛼𝛼𝛼
Trong kênh truyền log-normal[5]:
∞ (𝑙𝑙𝑙𝑙𝑙𝑙𝑙𝑙𝑙𝑠𝑠2 ⁄2)2
𝑚𝑚𝑚𝑚𝑚𝑚𝑃𝑃𝑠𝑠 𝑎𝑎 1
𝐵𝐵𝐵𝐵𝐵𝐵𝐵𝐵𝐵𝐵𝐵 𝑥𝑥𝑥𝑥𝑥 𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒 𝑒𝑒 ]] 𝑑𝑑𝑑𝑑
0 2𝜎𝜎𝑛𝑛 √2𝜋𝜋𝜎𝜎𝑠𝑠 𝑥𝑥 2𝜎𝜎𝑠𝑠2
Hình 3: Sơ đồ điều chế QPSK trong FSO ∞ 𝑚𝑚𝑚𝑚𝑚𝑚𝑚𝑚𝑠𝑠 𝑎𝑎
Mô hình trên là tổng quan về kỹ thuật điều chế QPSK =∫0 𝑄𝑄 𝑄 𝑇𝑇
𝑥𝑥𝑥𝑥
2√2𝑞𝑞𝑞𝑞2 𝐹𝐹𝐴𝐴 𝑅𝑅𝑅𝑅𝑃𝑃𝑠𝑠 𝑎𝑎𝑎𝑎∆𝑓𝑓𝑓𝑓𝑓𝑓𝐵𝐵 𝐹𝐹 ∆𝑓𝑓
𝑅𝑅𝐿𝐿 𝑛𝑛
trong FSO. Phương pháp điều chế quang có thể được phân loại
thành hai nhóm chính đó là điều chế trực tiếp và điều chế 2
1 (𝑙𝑙𝑙𝑙𝑙𝑙𝑙𝑙𝑙𝑠𝑠2 ⁄2)
ngoài. Điều chế trực tiếp là một kỹ thuật đơn giản nó trực tiếp [ 𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒𝑒 [− ]] 𝑑𝑑𝑑𝑑 (31)
√2𝜋𝜋𝜎𝜎𝑠𝑠 𝑥𝑥 2𝜎𝜎𝑠𝑠2
điều chỉnh các biên độ của chùm tia laser nhưng lại bị ảnh
hưởng bởi hiệu ứng chirp làm ảnh hưởng nghiêm trọng đến
hiệu suất của hệ thống. Tuy nhiên điều này có thể được loại bỏ IV. MÔ PHỎNG VÀ THẢO LUẬN
bằng cách sử dụng kỹ thuật điều chế ngoài để điều chỉnh pha
của sóng mang quang. Do đó hệ thống có thể đáp ứng được A. Mô hình điều chế
các yêu cầu trong tương lai của các dịch vụ truyền dữ liệu tốc Mô hình điều chế QPSK trong DWDM FSO được mô tả
độ cao. như sau:
Công suất thu tại bộ tách sóng quang được cho bởi công
thức như sau[11]:
𝜆𝜆
𝑃𝑃𝑅𝑅 = 𝑃𝑃𝑇𝑇 𝜂𝜂 𝑇𝑇 𝜂𝜂𝑅𝑅 ( )2 𝐺𝐺𝑇𝑇 𝐺𝐺𝑅𝑅 𝐿𝐿 𝑇𝑇 𝐿𝐿𝑅𝑅 (24)
4𝜋𝜋𝜋𝜋
𝑃𝑃𝑅𝑅 : Là công suất của tín hiệu tại máy thu.
𝑃𝑃𝑇𝑇 : Là công suất phát của tín hiệu tại máy phát.
𝜂𝜂 𝑇𝑇 ,𝜂𝜂𝑅𝑅 : Hiệu suất lượng tử của photodiode máy phát
và máy thu.
411
411
- Hội Thảo Quốc Gia 2015 về Điện Tử, Truyền Thông và Công Nghệ Thông Tin (ECIT 2015)
Hội Thảo Quốc Gia 2015 về Điện Tử, Truyền Thông và Công Nghệ Thông Tin (ECIT 2015)
B. Mô phỏng và đánh giá kết quả
Sử dụng thu phát sóng trực tiếp IM/DD dùng kiểu
điều chế RZ:
Hình 4: Sơ đồ khối điều chế QPSK trong DWDM FSO
Kỹ thuật điều chế QPSK trong DWDM kênh truyền Hình 5: Kết quả mô phỏng BER RZ dùng 32 kênh sử dụng
quang vô tuyến được thiết kế gồm các khối: Bộ phát gồm có
PIN thu
32 khối điều chế QPSK với công suất phát từ 0 đến 10dBm.
Bộ tách/ghép kênh (Mux/DeMux) kênh truyền vô truyến FSO
với tần số kênh truyền là 193.1THz, băng thông kênh truyền là
40Gbps, tín hiệu thu sẽ được kết nối tới bộ giải ghép 32 kênh
và sau đó mỗi kênh tín hiệu sẽ được cho qua bộ giải điều chế
QPSK quang.
Các tham số của hệ thống quang vô tuyến DWDM FSO:
Bảng 1: Tham số của hệ thống DWDM trong FSO
Các Tham Số Giá Trị
Cấu hình FSO Tầm nhìn thẳng (LOS)
Dung lượng 32 kênh, 40Gbps
Hình 6: Kết quả mô phỏng BER RZ dùng 32 kênh sử dụng
Điều chế RZ, NRZ và QPSK
APD thu
quang coherent
Với điều chế RZ có công suất ngõ vào 10dBm thì
Tần số kênh truyền trung 193.1 THz
khoảng cách đạt được khoảng 614 km. Với giá trị hàm Q-
tâm của hệ thống DWDM. factor nhận được trên có kết hợp với thuật toán sữa lỗi
(FEC) thì giá trị nhận được 6.8 (BER
- Hội Thảo Quốc Gia 2015 về Điện Tử, Truyền Thông và Công Nghệ Thông Tin (ECIT 2015)
Hội Thảo Quốc Gia 2015 về Điện Tử, Truyền Thông và Công Nghệ Thông Tin (ECIT 2015)
Hình 11: Phổ tín hiệu thu sử dụng điều chế QPSK dùng 32
Hình 8: Kết quả mô phỏng BER NRZ dùng 32 kênh sử
dụng APD thu kênh
Với công suất ngõ vào 10dBm thì khoảng cách đạt được Hệ thống được mô phỏng từ kỹ thuật điều chế quang
khoảng 798 km. Tương tự như điều chế RZ khi sử dụng PIN coherent QPSK từ công suất nguồn phát là 10dBm. Hình 10
thu và APD thu ta nhận thấy rằng ở tín hiệu nhận được khi sử thể hiện phổ quang của điều chế QPSK nguồn phát với 32
dụng PIN thu có chất lượng tốt hơn nhưng khả năng khuếch kênh truyền từ mô hình cài đặt trên. Trong hình 11 là kết hợp
đại dòng điện lại thấp hơn so với APD thu. của nhiều tín hiệu quang thu được qua kênh truyền vô tuyến
phổ quang thu được sau khi kết hợp tại bộ thu. Mức công suất
Sử dụng điều chế quang coherent QPSK: Với công nhận tại bộ thu bị giảm đi một khoảng là -52dBm tại khoảng
suất ngõ vào 10dBm cách 1360km.
Hình 9 chỉ quang phổ của nguồn phát quang điều chế Kết quả mô phỏng Q-factor và giản đồ mắt tín hiệu
QPSK trên một kênh của hệ thống với công suất phát khoảng điều chế QPSK dùng 32 kênh tại khoảng cách 1360km.
-6.8dBm ở bước sóng 1550nm ( 193.1 THz).
Hình 12: Sơ đồ mô phỏng Q-factor và giản đồ mắt tín hiệu
điều chế QPSK dùng 32 kênh tại khoảng cách 1360km
Hình 9: Phổ của tín hiệu sử dụng điều chế QPSK trên một Từ hình 12 quan sát thấy hàm Q-factor đạt kết quả
kênh như mong đợi. Đây là giá trị cao nhất của hàm Q-factor quan
Hình 10 chỉ phổ của tín hiệu quang 32 kênh sau khi sát được trong khoảng thời gian được mô phỏng tại phía bộ
đi qua bộ ghép kênh để truyền tín hiệu đi với công suất phát thu mà khi tín hiệu méo dạng nhận được.
khoảng -6.8dBm ở bước sóng 1550nm ( 193.1 THz).
V. KẾT LUẬN
Trong bài báo này chúng ta có thể kết luận rằng so với
kỹ thuật điều chế trực tiếp IM/DD (RZ và NRZ) thì kỹ thuật
điều chế quang coherent QPSK khoảng cách truyền đi xa hơn
khi ứng dụng trong hệ thống DWDM quang vô tuyến FSO.
Bởi vì, thông tin truyền đi của nó được chứa trong pha của
sóng mang từ kỹ thuật điều chế quang coherent QPSK tạo ra
và do đó nó có khả năng chịu những biến động từ môi trường
khí quyển tốt hơn so với kỹ thuật điều chế trực tiếp IM/DD.
TÀI LIỆU THAM KHẢO
[1] E.Ciaramella, Y. Arimoto, G. Contestabile, M. Presi, A. D. Errico,V.
Guarino, and M. Matsumoto, "1.28 Terabitls (32x40 Gbitls) WDM
Hình 10: Phổ tín hiệu phát sử dụng điều chế QPSK dùng 32
kênh Transmission System for Free Space Optical Communications," IEEE
Hình 11 chỉ phổ của tín hiệu quang thu được ở Journal on selected Areas in Communications, Vol. 27, No. 9,
khoảng cách đường truyền khoảng 1360 km thì công suất nhận pp. 1639-1645, December 2009.
được giảm xuống khoảng -52 dBm.
413
413
- Hội Thảo Quốc Gia 2015 về Điện Tử, Truyền Thông và Công Nghệ Thông Tin (ECIT 2015)
Hội Thảo Quốc Gia 2015 về Điện Tử, Truyền Thông và Công Nghệ Thông Tin (ECIT 2015)
[2] Bach T. Vu, Ngoc T. Dang, Truong C. Thang, and Anh T. Pham, " Bit
Error Rate Analysis of Rectangular QAM/FSO Systems Using an APD
Receiver Over Atmospheric Turbulence Channels," Optical Society of
America, Vol. 5, No. 5/ May 2013
[3] B. Patnaik and P. K. Sahu, "Design and study of high bit-rate freespace
optical communication system employing QPSK modulation," Int. J.
Signal and
Imaging Systems Engineering (in press).
[4] S. M. Haas and 1. H. Shapiro, "Capacity of wireless optical
communications," IEEE Journal on Selected Areas in Communications,
Vol. 21, October, pp.1346-13 57, 2003.
[5] D.A. Luong, T.C. Thang, A.T. Pham "Effect of Avalanche Photodiode and
Thermal Noises on the Performance of Binary Phase-shift
Keyingsubcarrier-intensity Modulation/free-space Optical Systems over
Turbulence Channels", IET Communications, Vol. 7, No. 8, May 2013,
pp. 738 – 744.
[6] Bach T. Vu, Ngoc T. Dang, Truong C. Thang, and Anh T. Pham "Bit Error
Rate Analysis of Rectangular QAM/FSO Systems Using an APD
Receiver Over Atmospheric Turbulence Channels," Optical Society of
America, Vol. 5, No. 5/May 2013.
[7] A. Belmonte and 1. M. Kahn, "Capacity of coherent free-space optical
links using diversity-combining techniques," Opt. Express, vol. 17, no.
15, pp. 12601-12611, July 2009.
[8] Ghassemloogy, Popoola(2010),Terrestrial Free-Space Optical
Communications, OpticalCommunications Research Group, NCRlab,
Northumbria University, Newcastle upon Tyne, UK.
[9] Murat Uysal, Jing Li (Tiffany) "Achievable Information Rate for Outdoor
Free Space Optical Communication with Intensity Modulation and Direct
Detection," Dept. of Electrical & Computer Engineering Lehigh
University, University of Waterloo.
[10] Nataraju, Laxmiprasad "Design And Simulation Of QPSK Modulator For
Optic Inter Satellite Communication," International Journal of Scientific
& Technology Research, Vol3 August 2014.
[11] Karim Kemih, Yacine Yaiche,"Optimization of Transmitter Aperture by
Genetic Algorithm in Optical Satellite," International Journal of
Electrical, Robotics, Electronics and Communications Engineering Vol:1
No:9, 2007
[12] Govind P. Agrawal , Fiber-Optic Communications Systems, Third
Edition, Vol 10, pp. 478- 510, 2002.
[13] Vincent W. S. Chan, Fellow, “Free-Space Optical Communications,”.
IEEE, Fellow, OSA.
[14] Tejbir Singh Hanzra, Gurpartap Singh " Performance of Free Space
Optical Communication System with BPSK and QPSK Modulation,"
IOSR Journal of Electronics and Communication Engineering, Vol 1, pp.
38- 43, May 2012.
[15] Sushank Chaudhary, Preety Bansal, Manisha Lumb " Effect of Beam
Divergence on WDM-FSO Transmission System," International Journal
of Computer Applications, Vol 93 – No 1, May 2014
[16] Milica I. Petković1, Goran T. Đorđević1, Dejan N. Milić1, Bata V.
Vasić1, " BER Analysis of IM/DD FSO System with APD Receiver Over
Gamma-Gamma Turbulence," Serbian Journal of Electrical Engineering,
Vol. 11, No. 1, February 2014.
414
414
nguon tai.lieu . vn
