Xem mẫu
- P-ISSN 1859-3585 E-ISSN 2615-9619 SCIENCE - TECHNOLOGY
KHÁI QUÁT HÓA PHƯƠNG PHÁP ĐIỀU CHẾ VECTOR
KHÔNG GIAN CHO BIẾN TẦN ĐA MỨC CẤU TRÚC CẦU H
NỐI TẦNG
AGENERALIZED SPACE VECTOR MODULATION FOR CASCADED H-BRDGE MULTI-LEVEL INVERTER
Nguyễn Thị Thanh Hòa1, Hà Duy Thái1,
Dương Anh Tuấn2, Mai Văn Chung1,*
TÓM TẮT 1. GIỚI THIỆU
Hiện nay, kỹ thuật điều chế SVM đã được ứng dụng phổ biến trong các bộ Biến tần đa cấp đã được sử dụng rộng rãi trong các ứng
biến đổi nghịch lưu đa mức do tận dụng điện áp DC tốt hơn (khi so sánh với dụng công nghiệp với dải điện áp cao, công suất lớn (ví dụ,
SPWM), sóng hài thấp hơn, cung cấp nhiều hơn số lượng vector (so với nghịch hệ thống bơm nhà máy nước và quạt gió nhà máy xi măng)
lưu hai mức thông thường), từ đó cải thiện hơn nữa chất lượng bộ nghịch lưu DC- nhờ các ưu điểm của chúng so với biến tần hai cấp, như
AC. Tuy nhiên, khi số mức của bộ nghịch lưu tăng lên,việc sử dụng phương pháp dạng sóng đầu ra bước có độ méo sóng hài thấp hơn, giảm
điều chế SVM sẽ gặp nhiều khó khăn. Khối lượng tính toán, độ phức tạp của thuật điện áp đặt lên các linh kiện bán dẫn công suất, tốc độ thay
toán SVM trong việc có được thứ tự đóng cắt các vector thích hợp, dẫn đến khó đổi điện áp tức thời thấp hơn dv/dt. Hiện nay, biến tần đa
khăn trong mô phỏng và thực nghiệm. Bài báo đưa ra thuật toán điều chế SVM mức có các dạng cấu trúc cơ bản: Cấu trúc điot kẹp (NPC)
tổng quát cho một mức bất kỳ đối với bộ nghịch lưu đa mức cầu H (CHB) với mục [1], tụ điện bay (FC) [2, 3], cầu H nối tầng (CHB) [4, 5], và bộ
đích làm đơn giản hóa kỹ thuật điều chế SVM và giảm khối lượng tính toán, tăng chuyển đổi đa cấp mô-đun (MMC) [6 - 11].
khả năng ứng dụng của cấu trúc CHB trong thực tế. Thuật toán đã được mô
phỏng trên phần mềm Matlab - Simulink và thực nghiệm với cấu trúc CHB 11 Phương pháp điều chế vector không gian SVM có
mức sử dụng thiết bị điều khiển FPGA đã cho thấy tính đúng đắn của thuật toán. những ưu điểm ở khả năng linh hoạt hơn nhiều so với PWM
dựa trên sóng mang. SVM có khả năng tạo ra quỹ đạo
Từ khóa: Nghịch lưu đa mức (MLI); điều chế vector không gian (SVM); khái
vector mong muốn có dạng bất kỳ nhờ lựa chọn các vector
quát hóa điều chế SVM; cấu trúc cầu H nối tầng (CHB); FPGA.
trạng thái và các thời gian phù hợp trong một chu kỳ điều
ABSTRACT chế. Nhờ các vector trạng thái dư các thuật toán cân bằng
Nowadays, Space Vector Modulation (SVM) technique is widely used in multi- điện áp DC giữa các pha và giữa các tụ DC trên cùng một
level converters with a variety of advantages: better utilization of DC bus in pha cũng có thể xây dựng được một cách thuận lợi. Yêu
comparison with Sin PWM and the lower harmonics, providing more space vectors cầu tính toán cao được coi là nhược điểm chính của SVM,
than the conventional two-level inverter. Consequently, we can enhance the quality nhất là khi số lượng vector trạng thái tăng lên nhanh theo
of multi-level converters.However, as the number of required converter levels rise, số mức [12]:
the complexity and computation volume in the determination of optimized M 1
switching sequence will increase. As a result, we have some difficulties in Nvectors 1 6 i (1)
implementing simulations and experiments. The paper provides a general SVM i 1
technique which generates any level with cascaded H-bridge (CHB) structure so as to Các tính toán lý thuyết về các chỉ số đánh giá chất lượng
not only simplify SVM techniques and reduce calculation volume but also create quá trình điều chế SVM cho nghịch lưu đa mức đã được
favorable conditions to apply more widely this structure in industries. The proposed trình bày hệ thống trong [12]0. Nhiều thuật toán được trình
method has been simulated in Matlab software and experimented with the 11-level bày về tối ưu hóa quá trình chuyển mạch cho khóa bán dẫn
CHB structure based on FPGA platform, indicating the accuracy of the given method. và tối ưu về thành phần sóng hài dạng điện áp ra [13-16]
Keywords: Multilevel Converter; Space Vector Modulation (SVM); A chủ yếu cho nghịch lưu ba mức. Khả năng linh hoạt của
Generalized Space Vector Modulation for; Cascade H-Bridge; FPGA. SVM trong đảm bảo giảm thiểu ảnh hưởng của common
mode trong các hệ biến tần dùng nghịch lưu đa mức được
1
Trường Đại học Hùng Vương đề cập trong [14, 17, 18]. Với những ứng dụng tiềm năng
2
Trường Đại học Công nghiệp Hà Nội của nghịch lưu cầu H nối tầng, nhất là trong kết nối các
*
Email: maichung@hvu.com nguồn phát phân tán từ pin nhiên liệu (fuel cells) hay pin
Ngày nhận bài: 04/10/2021 mặt trời (Photovotaic - PV), những nguồn phát DC bản chất
Ngày nhận bài sửa sau phản biện: 08/12/2021 đã cách ly, thì SVM có thể mang lại những lợi ích tích cực
Ngày chấp nhận đăng: 27/12/2021 nhờ tính linh hoạt của nó.
Website: https://jst-haui.vn Vol. 57 - No. 6 (Dec 2021) ● Journal of SCIENCE & TECHNOLOGY 3
- KHOA HỌC CÔNG NGHỆ P-ISSN 1859-3585 E-ISSN 2615-9619
Việc thực hiện các chương trình SVPWM cho biến tần Trong đó:
nhiều mức yêu cầu tính toán phức tạp hoặc yêu cầu bảng v α v A
tra cứu uy tín hoặc tính toán lặp thời gian. Thuật toán (5)
1
v β (vB v C )
SVPWM đề xuất trong [20] để tính thời gian ở và chuyển 3
đổi trạng thái dựa trên hệ tọa độ 60o. Tuy nhiên, chuyển đổi
Với sơ đồ đa mức số lượng các tam giác con trên mặt
giữa hệ tọa độ 60o và hệ tọa độ gốc Cartesian trong [20]
phẳng vector sẽ tăng lên nhanh chóng khi số mức N tăng
yêu cầu phức tạp tính toán hàm lượng giác. Thuật toán
lên. Việc tính toán sẽ trở nên đơn giản hơn nếu sử dụng
SVPWM đề xuất trong [21], trong đó tính toán lặp lại tốn
tính đối xứng của hệ thống vector không gian trong mỗi
thời gian để xác định một tập hợp các hình lục giác lồng
góc phần sáu. Thể hiện trên mặt phẳng vector ba hệ tọa độ
nhau, chuyển đổi cần thiết để tính toán vector còn lại và
góc phần sáu (Z1x, Z1y), (Z2x, Z2y), (Z3x, Z3y), như trên hình 2,
trạng thái chuyển mạch. Thời gian tính toán của các phép
trong đó (Z1x, Z1y) đã sử dụng ở trên như hệ tọa độ 0gh, sẽ
tính lặp tăng đáng kể khi số cấp tăng. Do đó, lược đồ
giúp phân biệt được ngay các góc phần sáu 1, 2,…, 6. Trước
SVPWM đó không phù hợp với thời gian thực thực hiện cho
hết ta sẽ cần xác định hình chiếu của vector điện áp ra
biến tần cấp cao. Trong [22] trình bày một phương pháp để T
nhanh chóng tính toán các chu kỳ nhiệm vụ cho biến tần mong muốn v r v r , v r lên hai vector biên của góc
nhiều mức. Tuy nhiên, sử dụng bảng tra cứu để xác định phần sáu bằng phép chiếu các tọa độ , lên hệ tọa độ
trình tự chuyển đổi. Kích thước của bảng tra cứu tăng lên tương ứng Z1, Z2, Z3. Điều này có thể thực hiện với các ma
khi số mức nghịch lưu tăng lên. Hơn nữa, phương pháp xác trận biến đổi hệ tọa M1, M2, M3 như sau:
định trạng thái chuyển đổi rất khó để khái quát hóa cho
1 1 2
phương pháp điều chế. 1 3 1 0
3 3 (6)
2. XÂY DỰNG THUẬT TOÁN ĐIỀU CHẾ VECTOR KHÔNG M1 ; M2 ; M3
2 1 1
GIAN CHO NGHỊCH LƯU ĐA CẤP CẦU H NỐI TẦNG 0 3 1 3 1
3
2.1. Cấu trúc nghịch lưu đa mức cấu trúc cầu H nối tầng
1 1
và hệ tọa độ
z1 x v 3 v z 2 x v 3 v
Nghịch lưu đa mức cấu trúc cầu H nối tầng được xây Hay ;
dựng bằng các cầu H đơn mắc nối tiếp ở mỗi pha, nguồn z 2 v z v 1 v
DC cấp cho mỗi cầu H đơn này là độc lập nhau thể hiện như 1 y 3 2 y 3
hình 1. 2
z3 x 3 v
Pha C
(7)
Pha B z v 1 v
C Pha A 3 y 3
B HA1 HA2 HAn 2.2. Xác định tam giác điều chế
N
A
Biểu đồ vector không gian có thể được chia thành sáu
cung, như trong hình 1. Góc của mỗi cung là ʌ/3, bắt đầu từ
Hình 1. Cấu trúc cơ bản CHB - MLI trục A. Chiều dài của mỗi cạnh của một tam giác nhỏ trong
V1y V2y
V2x
V3x sơ đồ được giả định là thống nhất. Đối với bất kỳ vector
II II II tham chiếu nào có 3 trục tọa độ như trên, số ngành S (S = 1,
III I III I III I
V1x V3y 2, ···, 6) có thể được xác định bằng bảng 1.
IV VI IV VI IV VI
V V V Bảng 1. Xác định sector điều chế
z1x.z1y < 0 z1x.z1y 0
Hình 2. Ba hệ tọa độ không vuông góc tạo nên các góc phần sáu (các sector) z2x.z2y< 0 z2x.z2y 0
Số mức được xác định như biểu thức (2): z1x
- P-ISSN 1859-3585 E-ISSN 2615-9619 SCIENCE - TECHNOLOGY
mg vrg vrg vrg k g Có thể thấy các hệ số ứng với các vector đều dương và
có tổng bằng 1 nên đó có thể là các hệ số cho quá trình
(9)
mh vrh vrh vrh kh điều chế.
2.4. Tìm trạng thái đóng cắt
trong đó, k g v rg , k h v rh chỉ số nguyên nhỏ
Xét trong sector 1, từ 4 và 6 ta có:
nhất của các giá trị tuyệt đối tương ứng.
2
z1x (vA vB )
h
3
(12)
2
z1y (vB vC )
3
16
v A v B v AN v BN Vdc (k A k B );
m=m g+mh
(13)
v B v C Vdc (k B k C )
9 15 14
2
z1x 3 Vdc k A kB
=> (14)
4 8 7 13 12 z 2 V k k
vrh
mh vr
1y 3 dc B C
mg
Nếu lấy 2/3UDC là độ dài cơ sở của các vector trạng thái,
1 3 2 6 5 11 10 kA, kB, kC là các số nguyên thì tọa độ của các vector là các số
g
nguyên:
vrg
k1x kA kB
k
kg=0 kg=1 k g=2 kg=3
(15)
Hình 3. Đồ thị minh họa quá trình tính toán các hệ số điều chế 1y kB kC
Trên hình 3 cho thấy hai vector V1, V2 đều có chung tọa Nếu lấy tọa độ kA = k, trong đó k phải thỏa mãn điều
độ nguyên [kg, kh]. Có thể thấy rằng đường thẳng mg + mh = 1 M 1 M 1
kiện k sẽ thu được trên hệ tọa độ (a, b, c)
chia hình thoi trên hình 5 ra làm hai tam giác, trong đó 2 2
vector V1 thuộc miền mg + mh ≤ 1 và vector V2 thuộc miền tọa độ vector trạng thái sẽ là:
mg + mh > 1.
kAN k
2.3. Tìm thời gian điều chế k1x
k kBN k k1x (16)
1y k k k k
h CN 1x 1y
Như vậy (16) là các biểu thức để chuyển tọa độ các
vector trạng thái từ [kix, kiy], với i = 1, 2, 3, sang hệ tọa độ (a,
p3(kg,kh+1) p4(kg+1,kh+1) b, c). Sector IV, V, VI đối xứng lần lượt với sector I, II, III nên
ta cũng dễ dàng tìm được mối liên hệ giữa [kA, kB, kC] và
mh V2 [kix, kiy] trên các sector đó.
V1
2.5. Thứ tự chuyển mạch tối ưu và điều chế bằng ba
mg p2(kg+1,kh)
vector gần nhất
p1(kg,kh)
g Đối với điều chế SVM cho nghịch lưu đa mức biện pháp
tương tự đảm bảo tối ưu về thành phần sóng hài cũng có
0 thể thực hiện được. Tuy nhiên ở nghịch lưu đa mức sẽ
không thể luôn có vector không để sắp xếp các tín hiệu.
Hình 4. Tổng hợp vector điện áp ra từ ba vector đỉnh của tam giác Thay vào đó nếu sử dụng phương pháp điều chế bằng ba
Vector V1 có thể tổng hợp từ 3 vector p1, p2, p3 như sau: vector gần nhất (nearest vectors) trong mỗi nửa chu kỳ
V1 p1 mg p2 p1 mh p3 p1 điều chế một vector sẽ được sử dụng như vector không,
(10) nghĩa là thời gian dùng vector này chia là hai nửa bằng
1 mg mh p1 mgp2 mhp3 nhau, chia đều cho đầu nửa chu kỳ Ts và cuối nửa chu kỳ Ts.
Vector V2 có thể tổng hợp từ 3 vector p2, p3, p4 như sau: Để áp dụng tương tự như nghịch lưu hai mức cho sơ đồ
nhiều mức có thể hình dung vector không gian của nghịch
V2 p 4 1 mg p3 p 4 1 mh p2 p 4 lưu đa mức cũng gồm nhiều lục giác nhỏ như của sơ đồ hai
(11) mức và vector ở tâm của lục giác nhỏ này đóng vai trò như
mg mh 1 p 4 1 mg p 3 1 mh p 2
vector không. Thứ tự chuyển mạch của tam giác 1 sẽ chọn
Website: https://jst-haui.vn Vol. 57 - No. 6 (Dec 2021) ● Journal of SCIENCE & TECHNOLOGY 5
- KHOA HỌC CÔNG NGHỆ P-ISSN 1859-3585 E-ISSN 2615-9619
theo chiều kim đồng hồ, tam giác 2 sẽ chọn theo chiều 1 d4
ngược kim đồng hồ.
d3
Ví dụ, ở tam giác số 1 là loại tam giác 1, thứ tự chuyển
mạch trong nửa chu kì sẽ là V0-V1-V2-V0, nửa chu kì còn lại sẽ d2
thực hiện theo thứ tự ngược lại. Ở tam giác ba là loại tam
giác 2, thứ tự chuyển mạch trong nửa chu kì sẽ là V1-V2-V8- 0
d1
V1, nửa chu kì còn lại sẽ thực hiện theo thứ tự ngược lại; t0 t1 t2 t3 t4 t5 t6 t7
trong đó, vector V1 sẽ đóng vai trò như vector không “ảo”
như trong hình 5. D1 P1 P2 P3 P1+ P3 P2 P1
(-1,1,-1) (0,1,-1) D2 P2 P3 P4 P2+ P4 P3 P2
(1,1,-1)
V 11 V 10
V9
Ts
(-1,0,-1) (1,1,0)
4
(-1,1,0) (0,1,0) (0,0,-1)
(1,0,-1) Hình 6. Mẫu xung điều chế tam giác loại 1 góc I, III, V
V12 V8
V3 V2
1
(0,0,0) 3 d4
(-1,1,1) (0,1,1) (1,1,1) 1 (0,-1,-1) 2 (1,-1,-1)
V13 (-1,-1,-1) (1,0,0) V7 d3
(-1,0,0)
V4 V0 1 V1 2
d2
(-1,-1,0) (1,0,1)
(1,-1,0)
(-1,0,1) (0,0,1) (0,-1,0)
V18 d1
V14 V5 V6 0
t0 t1 t2 t3 t4 t5 t6 t7
(0,-1,1) D1 P1 P3 P2 P1+ P2 P3 P1
(-1,-1,1) (1,-1,1)
V16
V15 V17
D2 P3 P2 P4 P3+ P4 P2 P3
Hình 5. Trật tự chuyển mạch tối ưu cho nghịch lưu ba pha 3 mức Ts
Xét trường hợp các vector điện áp ra mong muốn có Hình 7. Mẫu xung điều chế tam giác loại 1 góc II, IV, VI
cùng tọa độ nguyên kg, kh là V1 và V2 (cùng thuộc hình bình
hành chứa D1, D2). Trong góc phần sáu thứ nhất, có thể thấy Với vector V2 nằm trong tam giác D2, thứ tự chuyển
rằng khi vector điện áp nằm trong tam giác D1 với ba mạch tối ưu sẽ là P2-P3-P4-P2+.
vector P1, P2, P3 thì thứ tự chuyển mạch tối ưu sẽ là P1-P2-P3- Mẫu xung điều chế SVM cho sector I, III, V của tam giác
P1+, trong đó vector P1 ở đầu chu kì điều chế có tọa độ (kA, loại D1 và D2 như trong hình 6, cho sector II, IV, VI của tam
kB, kC) thì cuối nửa chu kì điều chế phải có tọa độ ( kA+1, kB+1, giác loại D1 và D2 như trong hình 7; Tổng hợp xác định mức
kC+1), ký hiệu là P1+. trạng thái trên các pha của cả sáu sector thể hiện như bảng
Bảng 2. Cách xác định mức trên các pha và lựa chọn k trong các sector kis=kix+kiy (i = 1 6)
State Sector
Triangle type
vector I II III IV V VI
D1
D2
6 Tạp chí KHOA HỌC VÀ CÔNG NGHỆ ● Tập 57 - Số 6 (12/2021) Website: https://jst-haui.vn
- P-ISSN 1859-3585 E-ISSN 2615-9619 SCIENCE - TECHNOLOGY
2. Với bảng 2, có thể dễ dàng trong việc xây dựng điều chế toán sin PWM dịch pha thể hiện như Hình 12 và 13. Quan
vector không gian cho nghịch lưu đến mức bất kỳ trong sát kết quả mô phỏng cho thấy, phương pháp điều chế
điều kiện tối ưu chuyển mạch van bán dẫn. Như vậy, với SVM với thuật toán tối ưu.
thuật toán đề xuất khi muốn xây dựng điều chế đến mức
bất kỳ, chỉ cần nhập vào là số mức.
3. KẾT QUẢ MÔ PHỎNG, THỰC NGHIỆM ĐIỀU CHẾ SVM
TỔNG QUÁT
3.1. Thông số và kịch bản mô phỏng
Mô phỏng hệ thống trong thời gian 0,5s, trong mỗi
khoảng 0,1s lượng đặt điện áp ra theo biên độ điện áp
tương ứng là (2, 4, 6, 8, 10)x U dc / 2 . Trên đồ thị vector
không gian các vector được quy chuẩn theo điện áp
(2/3)Udc nên lục giác có đỉnh độ dài bằng 1 tương ứng với
nghịch lưu 2 mức, lục giác có đỉnh bằng 2 tương ứng với
nghịch lưu 3 mức, bằng 4 ứng với nghịch lưu 5 mức, bằng 6
nghịch lưu 7 mức,…, và bằng 10 ứng với nghịch lưu 11
mức. Đường tròn nội tiếp với các lục giác thể hiện biên độ
điện áp pha ra lớn nhất trong vùng điều chế tuyến tính. Hình 8. Hình ảnh dạng điện áp trên pha A của biến tần
Bán kính đường tròn nội tiếp lục giác đỉnh là 1 là 3 / 2 ,
tương ứng là biên độ điện áp pha. Biên độ điện áp dây sẽ là
3/2, nhân với điện áp quy chuẩn (2/3)Udc chính là Udc. Vì vậy
lượng đặt điện áp dây theo giá trị hiệu dụng sẽ là U dc / 2 .
Vì vậy các hệ số trong khoảng (2, 4, 6, 8, 10) sẽ cho ra dạng
điện áp của sơ đồ nghịch lưu tương đương 3 mức, 5 mức, 7
mức, 9 mức, 11 mức. Bằng cách này sẽ kiểm tra hoạt động
của sơ đồ điều chế trong toàn bộ dải làm việc.
Bảng 3. Thông số mô phỏng thuật toán SVM tổng quát Hình 9. Hình ảnh dạng điện áp trên tải
Giá trị điện áp DC mỗi cell VDC = 620
Tần số đóng cắt f = 1500Hz
Chu kì trích mẫu Ttm = 5μs
Tải R = 10Ohm
3.2. Kết quả mô phỏng và nhận xét
Hình 8 thể hiện dạng điện áp pha UAN có dạng mức khác
nhau, với các hệ số điều chế khác nhau cho điện ap ra có
dạng 3 mức từ 0 - 0,1S, 5 mức từ 0,1 - 0,2S, 7 mức từ 0,3 -
0,4S, 9 mức từ 0,3 - 0,4S, 11 mức từ 0,4 - 0,5S đúng như tính
toán lí thuyết của điều chế.
Hình 9 thể hiện dạng điện áp pha trên tải, thấy rằng điện
áp ra trên tải có dạng hình sin với biên độ điện áp ra thay đổi
tương ứng với số mức như tín hiệu đặt. Phân tích Fourier
dạng sóng điện áp ra trong các khoảng điều chế với kết quả
THD% được biểu diễn dưới dạng đồ thị như hình 10. Hình 10. Hình ảnh dạng điện áp trên dây của biến tần
Hình 10 cho thấy, tổng hợp các mức sóng hài trong dải
điều chế, có thể thấy THD có xu hướng giảm tuyến tính khi
số mức điện áp tăng lên, cụ thể TDH giảm từ 8,64% xuống
1,36% khi số mức tăng từ 3 mức lên 19 mức.
Hình 9 thể hiện dạng điện áp dây đầu ra của bộ biến
đổi, có thể thấy rằng điện áp ra càng tiến đến dạng hình sin
khi số mức của điện áp tăng lên. Tần số đóng cắt của van
bán dẫn giảm đi do áp dụng thuật toán tối ưu chuyển
mạch của van bán dẫn. Xung điều khiển cầu HA1 của
phương pháp SVM với thuật toán tối ưu đóng cắt và thuật Hình 11. Đồ thị đánh giá THD của điện áp trên tải pha A
Website: https://jst-haui.vn Vol. 57 - No. 6 (Dec 2021) ● Journal of SCIENCE & TECHNOLOGY 7
- KHOA HỌC CÔNG NGHỆ P-ISSN 1859-3585 E-ISSN 2615-9619
Từ kết quả đã phân tích ở trên có thể nhận xét: điều chế 144Ohm cho mỗi pha. Dạng điện áp đặt có tần số f = 50Hz,
vector SVM cho thấy ưu điểm ở khả năng linh hoạt hơn tần số răng cưa điều chế frc = 1500Hz, hệ số điều chế
nhiều so với PWM dựa trên sóng mang. SVM có khả năng tạo m = 0,9, thuật toán được triển khai với thiết bị điều khiển là
ra quỹ đạo mong muốn có dạng bất kỳ nhờ lựa chọn các FPGA thể hiện như hình 14.
vector trạng thái và các thời gian phù hợp trong một chu kỳ
điều chế. Với thuật toán SVM tối ưu đóng cắt đưa ra ở nghiên
cứu này, số lần đóng cắt van được giảm thiểu so với phương
pháp Sin PWM, giảm thiểu được tổn hao đóng cắt, nhất là
đối với ứng dụng công suất lớn. Bên cạnh đó, thuật toán
SVM cũng được khái quát hóa cho mức bất kỳ làm cho việc
tính toán, thiết kế SVM trở nên đơn giản và dễ dàng.
Hình 15. Hệ thống thực nghiệm nghịch lưu 11 mức cầu H nối tầng
Hình 12. Xung điều khiển đến các nhánh cầu HA1 (thuật toán SVM )
Hình 16. Dạng điện áp ra UAN
Hình 13. Tín hiệu điều khiển đến các nhánh van (thuật toán Sin PWM dịch
pha zx)
3.3. Thực nghiệm
Time
clock enable reset
Vref
Find Vref
FPGA Spartan 6 Hình 17. Dạng điện áp dây UAB
V*new
abc αβ
Hình 18 dạng sóng điện áp ra trên tải, điều chế với
vα, vβ phương pháp sin PWM, hệ số điều chế 98%.
Find position of Vref
D, kx, ky,
Sector
Sawtooth mx, my
Sector
mx , my D, kx, ky
Find duty cycles Find level sate
kAN kBN kCN
Ti kAN, kBN, kCN
Find switching state
Pulses to switch
Hình 18. Dạng sóng điện áp ra trên tải, điều chế với phương pháp SVM, hệ số
Hình 14. Lưu đồ thuật toán triển khai điều chế SVM tổng quát trên FPGA điều chế 98%
Thực nghiệm hệ thống nghịch lưu trên với điện áp Mô hình thực nghiệm xây dựng thể hiện như hình 14.
Udc = 60VDC cấp cho mỗi cầu H, tải thuần trở có giá trị Kết quả triển khai thuật toán trên mô hình thực nghiệm có
8 Tạp chí KHOA HỌC VÀ CÔNG NGHỆ ● Tập 57 - Số 6 (12/2021) Website: https://jst-haui.vn
- P-ISSN 1859-3585 E-ISSN 2615-9619 SCIENCE - TECHNOLOGY
dạng điện áp pha như hình 15. Từ hình 15 thấy rằng, điện [11]. B. Xiao, L. Hang, J. Mei, C. Riley, L. M. Tolbert, B. Ozpineci, 2015.
áp có dạng 11 mức dúng yêu cầu thuật toán đặt ra và đồng Modular cascaded H-bridge multilevel PV inverter with distributed MPPT for grid-
dạng với mô phỏng. Hình 16 thể hiện điện áp dây đầu ra connected applications. IEEE Trans. Ind. Appl., vol. 21, no. 2, pp. 1722–1731.
của nghịch lưu. Từ hình 17 và 18 thấy rằng: Với cùng điện [12]. D. Grahame Holmes, Thomas A. Lipo, 2003. Pulse Width Modulation for
áp một chiều đầu vào, cùng hệ số điều chế nhưng SVM cho Power Converters. WILEY, pp 531-554.
ra điện áp xoay chiều lớn hơn sin PWM, tỷ lệ biên độ là [13]. Brendan Peter McGrath, Donald Grahame Holmes, Thomas Lipo, 2003.
k = 336/294 = 1,14 lần Optimized Space Vector Switching Sequences for Multilevel Inverters. IEEE Trans.
4. KẾT LUẬN on Power Electronics, Vol. 18, No. 6.
Bài báo này đã đề xuất một phương pháp khái quát hóa [14]. Markus Höltgen, Ingo Staudt, Jens Onno Krah, 2012. Efficient Space
cho điều chế SVPWM. So với các phương pháp khái quát Vector PWM Scheme for Multi-Level Inverters. PCIM Europa 2012, Nuremberg.
hóa điều chế SVPWM hiện có, phương pháp điều chế [15]. Thomas Brückner, Donald Grahame Holmes, 2005. Optimal Pulse-Width
SVPWM được đề xuất có các ưu điểm sau: Thứ nhất, nó cực Modulation for Three-Level Inverters. IEEE Trans. on Power Electronics, Vol. 20, No.
kỳ hiệu quả về mặt tính toán vì không cần bảng tra cứu 1.
hoặc tính toán lặp lại tốn thời gian; chu kỳ nhiệm vụ và
[16]. B. Urmila, D. Subba Rayudu, 2011. Optimum Space Vector PWM
trạng thái chuyển đổi được thu thập dựa trên điều chế tam
Algorithm for Three-level Inverter. ARPN Journal of Engineering and Applied
giác xác định nhanh chóng thông qua các phép biến đổi
Sciences, Vol. 6, No. 9.
tọa độ đơn giản. Thứ hai, thời gian tính toán của nó không
tăng khi mức tăng. Thứ ba, tối ưu về trạng thái đóng cắt của [17]. Fei Wang, 2000. Motor Shaft Voltages and Bearing Currents and Their
van bán dẫn. Cuối cùng, phương pháp điều chế SVPWM Reduction in Multilevel Medium-Voltage PWM Voltage-Source-Inverter Drive
được đề xuất có thể dễ dàng phát triển cho các bộ biến đổi Applications. IEEE Trans. on Ind. Appl., Vol. 36, No. 5.
đa cấp NPC, FC và MMC vì chúng có cùng sơ đồ vectơ [18]. Amit Kumar Gupta, Ashwin M. Khambadkone, 2007. A Space Vector
không gian. Thuật toán được triển khai bằng mô phỏng và Modulation Scheme to Reduce Common Mode Voltage for Cascaded Multilevel
thực nghiệm để thể hiện tính đúng đắn. Inverters. IEEE Trans. on Power Electronics, Vol. 22, No. 5.
[19]. Startup And Advanced Topics Manual For GENIII And GENIII/E Series
Adjustable Speed AC Motor Drives With Next Generation Control. Manual Number:
A1A19000404A, version 1.4, June 2009, www.siemens.com; Chapter 6, pp. 6-1
TÀI LIỆU THAM KHẢO … 6-18.
[1]. Nabae, I. Takahashi, H. Akagi, 1981. A new neutral-point clamped PWM [20]. S. Wei, B. Wu, F. Li, C. Liu, 2003. A general space vector PWM control
inverter. IEEE Trans. Ind. Appl., vol. IA-17, pp. 518–523. algorithm for multilevel inverters. in Proc. 18th Annu. IEEE Applied Power
[2]. T. A. Meynard, H. Foch, 1992. Multi-level choppers for high voltage Electronics Conference and Exposition, vol. 1, pp. 562–568.
applications. Eur. Power Electron. Drives J., vol. 2, no. 1, p. 41. [21]. Y. Deng, K. H. Teo, C. Duan, T. G. Habetler, R. G. Harley, 2014. A fast and
[3]. T. A. Meynard, H. Foch, P. Thomas, J. Courault, R. Jakob, M. Nahrstaedt, generalized space vector modulation scheme for multilevel inverters. IEEE Trans.
2002. Multicell converters: Basic concepts and industry applications. IEEE Trans. Power Electron., vol. 29, no. 10, pp. 5204-5217.
Ind. Electron., vol. 49, no. 5, pp. 955–964. [22]. A. K. Gupta, A. M. Khambadkone, 2006. A space vector PWM scheme for
[4]. J. S. Lai, F. Z. Peng, 1996. Multilevel converters–A new breed of power multilevel inverters based on two-level space vector PWM. IEEE Trans. Ind.
converters. IEEE Trans. Ind. Appl., vol. 32, pp. 509–517. Electron., vol. 53, no. 5, pp. 1631-1639.
[5]. F. Z. Peng, J. W. McKeever, D. J. Adams, 1998. A power line conditioner
using cascade multi-level inverters for distribution systems. IEEE Trans. Ind. Appl.,
vol. 34, no. 6, pp. 1293–1298.
AUTHORS INFORMATION
[6]. R. Marquardt, A. Lesnicar, 2003. A new modular voltage source inverter
topology. in Proc. Eur. Power Electron. Conf., pp. 2–4. Nguyen Thi Thanh Hoa, Ha Duy Thai, Duong Anh Tuan,
Mai Van Chung
[7]. M. Glinka, 2004. Prototype of multiphase modular-multilevel-converter 1
with 2 MW power rating and 17-level-output-voltage. in Proc. IEEE 35th Power Hung Vuong University
2
Electron. Spec. Conf., vol. 4, pp. 2572–2576. Hanoi University of Industry
[8]. B. Gemmell, J. Dorn, D. Retzmann, D. Soerangr, 2008. Prospects of
multilevel VSC technologies for power transmission. in Proc. IEEE/PES Transmission
and Distribution Conference and Exposition, pp. 1–16.
[9]. M. Hagiwara, H. Akagi, 2009. Control and experiment of pulse width
modulated modular multilevel converters. IEEE Trans. Power Electron., vol. 24, no.
7, pp. 1737–1746.
[10]. M. Hagiwara, H. Akagi, 2009. Control and experiment of pulse width
modulated modular multilevel converters. IEEE Trans. Power Electron., vol. 24, no.
7, pp. 1737–1746.
Website: https://jst-haui.vn Vol. 57 - No. 6 (Dec 2021) ● Journal of SCIENCE & TECHNOLOGY 9
nguon tai.lieu . vn
