1. Trang Chủ
  2. Kĩ thuật Viễn thông
  3. Hệ thống MIMO-OFDM quang vô tuyến trong nhà

Hệ thống MIMO-OFDM quang vô tuyến trong nhà

Bài báo này đề xuất hệ thống quang vô tuyến dùng kỹ thuật MIMO OFDM. Từng luồng dữ liệu trên mỗi anten quang được tách ra bằng thuật toán ép không. Tỉ lệ lỗi bit được ước lượng bằng phương pháp biên độ véc-tơ lỗi (EVM). Kết quả phân tích tỉ lệ lỗi bit (BER) cho thấy hệ thống MIMO-OFDM quang vô tuyến đạt được chất lượng cao hơn so với hệ thống quang MIMO khi truyền tín hiệu qua kênh truyền có phản xạ. TAÏP CHÍ PHAÙT TRIEÅN KH&CN, TAÄP 17, SOÁ T1 - 2014 Hệ thống MIMO-OFDM quang vô tuyến trong nhà

Thể loại Tài liệu miễn phí Kĩ thuật Viễn thông

Số trang 12

Ngày tạo 3/30/2020 3:06:47 PM +00:00

Loại tệp PDF

Kích thước 0.89 M

Tên tệp

Tải Hệ thống MIMO-OFDM quang vô tuyến trong nhà (.pdf)

Xem mẫu

  1. TAÏP CHÍ PHAÙT TRIEÅN KH&CN, TAÄP 17, SOÁ T1 - 2014 Hệ thống MIMO-OFDM quang vô tuyến trong nhà  Đặng Lê Khoa  Vũ Thanh Tùng  Nguyễn Thanh Tú  Nguyễn Hữu Phương Trường Đại học Khoa học Tự nhiên, ĐHQG-HCM (Bài nhận ngày 20 tháng 3 năm 2013, nhận đăng ngày 20 tháng 4 năm 2014) TÓM TẮT Hệ thống quang vô tuyến trong nhà được OFDM. Từng luồng dữ liệu trên mỗi anten quan tâm nhờ khả năng truyền dữ liệu tốc độ quang được tách ra bằng thuật toán ép cao mà không can nhiễu với sóng điện từ. không. Tỉ lệ lỗi bit được ước lượng bằng Kỹ thuật đa đầu vào – đa đầu ra (MIMO) cho phương pháp biên độ véc-tơ lỗi (EVM). Kết phép truyền dữ liệu tốc độ cao hoặc cải thiện quả phân tích tỉ lệ lỗi bit (BER) cho thấy hệ chất lượng truyền. Ghép kênh phân chia tần thống MIMO-OFDM quang vô tuyến đạt số trực giao (OFDM) có thể gửi luồng dữ liệu được chất lượng cao hơn so với hệ thống ở tốc độ cao bằng cách dùng nhiều sóng quang MIMO khi truyền tín hiệu qua kênh mang con trực giao. Bài báo này đề xuất hệ truyền có phản xạ. thống quang vô tuyến dùng kỹ thuật MIMO- Từ khóa: Quang vô tuyến, MIMO, OFDM MỞ ĐẦU Gần đây, với sự phát triển của công nghệ, nghiệm trên thế giới và có thể đạt tới tốc độ vài con người đang có xu hướng sử dụng nhiều thiết Gbps [2]. Đường truyền quang không dây truyền bị di động, thiết bị xách tay thay vì sử dụng máy thông tin bằng cách sử dụng bộ điều chế điện tính để bàn. Những thiết bị này rất thuận tiện sang quang, thông thường là Light-emitting diode nhưng việc trao đổi dữ liệu giữa chúng bị hạn (LED) và photodiode chi phí thấp mà không cần chế. Giải pháp truyền dữ liệu giữa các thiết bị sử dụng các kĩ thuật thiết kế mạch cao tần. Do dùng tần số vô tuyến cho phép thiết lập những dải tần số vô tuyến không nằm trong dải tần số đường truyền trong nhà với khoảng cách ngắn. quang nên đường truyền quang không dây không Tuy nhiên những giải pháp này tương đối đắt và bị nhiễu với các thiết bị sử dụng tần số không có tốc độ truyền thấp. Chuẩn Indoor IEEE 802.11 dây. Sự phát xạ quang trong vùng hồng ngoại [1] khá phổ biến và cung cấp tốc độ dữ liệu xấp hoặc vùng không nhìn thấy dễ dàng bị chặn lại xỉ 50 Mbps. Đường truyền dùng tần số vô tuyến bởi sự chắn sáng. Do vậy, nhiễu giữa những thiết có băng thông truyền bị giới hạn và có thể bị bị kề nhau được giảm xuống một cách dễ dàng và nhiễu bởi những thiết bị khác. Hệ thống quang kinh tế. Đường truyền quang cũng phù hợp cho không dây có thể giải quyết những hạn chế này. những thiết bị xách tay vì có rất nhiều mạch thu Hiện nay, nhiều đường truyền quang không dây phát quang nhỏ với giá tương đối thấp. đang được đầu tư nghiên cứu ở các phòng thí Trang 5
  2. Science & Technology Development, Vol 17, No.T1- 2014 Đường truyền quang không dây có một vài thống quang vô tuyến dùng MIMO-OFDM, phần nhược điểm. Tín hiệu quang bị suy giảm và tán 4 trình bày kết quả mô phỏng, và phần cuối cùng sắc do hiện tượng truyền đa đường. Đường là kết luận. truyền quang không dây bị ảnh hưởng bởi những CƠ SỞ LÝ THUYẾT nguồn sáng xung quanh hay nhiễu nền [3, 4]. Điều chế cường độ và tách sóng trực tiếp Công suất tối đa của ánh sáng quang bị giới hạn Nhiệm vụ chính của đầu phát quang là bởi những quy định về bảo vệ mắt và da [3]. Đầu thu quang không dây yêu cầu photodetector có chuyển đổi tín hiệu điện thành tín hiệu quang và phát tín hiệu ra kênh truyền. Laser Diode (LD) vùng nhạy lớn để thu nhận đủ công suất và đạt thường được sử dụng làm nguồn phát quang. Đối được chất lượng tín hiệu chấp nhận được, thường thì Bit-error-rate (BER) là dưới 10-3 [5]. với LD điều chế tuyến tính, tín hiệu điện mang thông tin s(t) được điều chế thành công suất Gần đây, kỹ thuật MIMO được nghiên cứu quang theo công thức: và là một kỹ thuật triển vọng trong việc gia tăng P(t )  P0 [1  m.s(t )] (1) dung lượng hoặc chất lượng hệ thống. Để làm được điều này, kỹ thuật MIMO đã truyền và nhận với P0 là công suất trung bình của đầu phát dữ liệu bằng cách sử dụng nhiều antenna ở cả bên và m là chỉ số điều chế quang. phát và thu. Hệ thống MIMO quang vô tuyến đa Đối với LD có điều chế không tuyến tính, sóng mang cho chất lượng truyền tốt hơn hệ chúng sẽ tồn tại những méo dạng điều chế. Công thống SISO khi thiết lập góc nữa công suất một suất chủ yếu của méo dạng điều chế ngoài (IMD) cách hợp lý [6]. Trong môi trường có phản xạ, là hàm bậc 3 [10]. Do vậy, công suất quang phát khi tốc độ truyền quá lớn, hệ thống cần sử dụng ra P(t) được tính như sau : kỹ thuật ghép kênh đa sóng mang để chia luồng P(t )  P0 [1  s(t )  3 s3 (t )] (2) dữ liệu thành nhiều luồng nhỏ có tốc độ thấp. OFDM là kỹ thuật sử dụng hiệu quả băng thông với  3 là hệ số phi tuyến bậc 3. bằng cách dùng các sóng mang con trực giao. Tại đầu thu, gọi X(t) là công suất tức thời Một ký hiệu OFDM có thể chứa rất nhiều sóng của nguồn phát quang. Y(t) là dòng tức thời sau mang con chồng lấn lên nhau về mặt phổ tần, nhờ photodetector. Y(t) tỉ lệ thuận với tổng công suất vậy, băng thông được tận dụng hiệu quả. Cùng thu được với đó là việc thực hiện OFDM khá đơn giản với Y (t )  RX (t )  h(t )  N (t ) (3) thuật toán IFFT cho luồng phát và thuật toán FFT ở luồng thu [7]. Kỹ thuật OFDM còn hiệu quả với R là đáp ứng của photodetector,  là nhân trong mạng đa truy cập, hệ thống truyền vô tuyến chập, h(t) là đáp ứng của kênh truyền quang, N(t) trên sợi quang (RoF) [8]. Trong bài báo này, là nhiễu nền được mô phỏng như nhiễu AWGN chúng tôi đề xuất hệ thống quang vô tuyền dùng có phương sai như biểu thức sau [11]: kỹ thuật MIMO-OFDM qua kênh truyền có phản  2   bg 2   th2 (4) xạ. Hệ thống quang vô tuyến được đề cập ở đây với  bg 2  2qrpbg Abg  I nbf Rb và có thể phát triển để ứng dụng cho các hệ thống vô  th2  4 kBTabs tuyến trong môi trường quang tự do (Radio-on- RF I nbf Rb free space optical: RoFSO). Đây là hệ thống với q là điện tích electron, r là đáp ứng của được đề xuất trong thời gian gần đây [9]. Phần photodetector, pbg là độ bức xạ của nguồn nhiễu còn lại bài báo được trình bày như sau: phần 2 đẳng hướng, Abg là diện tích vùng detector,  trình bày cơ sở lý thuyết, phần 3 trình bày hệ là băng thông bộ nhiễu quang, I nbf là hệ số băng Trang 6
  3. TAÏP CHÍ PHAÙT TRIEÅN KH&CN, TAÄP 17, SOÁ T1 - 2014 thông nhiễu, Rb là tốc độ bit, k B là hằng số với S là đầu phát; R là đầu thu;  là góc của Boltzmann, Tabs là nhiệt độ tuyệt đối, RF là điện đầu thu; FOV là vùng nhìn thấy (field of view); trở hồi tiếp của bộ tiền khuếch đại. Khi sử dụng d là góc đối diện với đầu thu; n là số mode của OFDM, một khoảng băng thông cần được thêm búp bức xạ và tính bằng công thức: vào cho khoảng tiền tố vòng. Đối với môi trường n    ln 2 / ln(cos 1/2 )  ; và 1/2 là góc truyền trong nhà, khoảng tiền tố vòng là không đáng kể nửa công suất. so với tổng thông tin có ích nên phương sai của Trong trường hợp có phản xạ, thời gian trễ nhiễu có thể được tính bằng biểu thức (4). truyền dẫn tưng ứng có thể được tính dựa trên Kênh truyền quang không dây vận tốc ánh sáng. Đáp ứng trên từng đường thứ k Hình 1 trình bày mô hình kênh truyền quang được tính như sau [12]: vô tuyến trong nhà [12]. N Kênh truyền quang không dây h( k ) (t ; S , R)  n 1 2  i 1 i cosn ( )cos( ) R2 . (6) Trong trường hợp đơn giản, mô hình kênh rect  2  h ( k 1) (t  Rc ;{r , nˆ,1}, R)A truyền quang không dây trong nhà là đường truyền thẳng và có đáp ứng khá phẳng. Đáp ứng i là hệ số phản xạ. nˆ là tác động lên bề mặt, và kênh truyền có thể được tính như sau [12]: A là vùng phản xạ. h(0) (t ; S , R)  n 1 cosn ( )d  Hình 1 trình bày mô hình kênh truyền quang 2 (5) vô tuyến trong nhà [12]. .rect  FOV    (t  R / c) R( ) nˆS  nˆR Đầu phát R  FOV Đầu thu AR Hình 1. Mô hình kênh truyền trong nhà Kênh truyền MIMO quang không dây Tùy từng môi trường, hi , j (t ) có thể là đường Kênh truyền MIMO NxM được biểu diễn bởi truyền thẳng như phương trình (5) hoặc trong ma trận MxN: điều kiện có phản xạ như phương trình (6).  h1,1 (t ) h2,1 (t ) K hN ,1 (t )  Đặt P  [ P1 (t ),L , Pi (t ),L , PN (t )]T là ma trận   h1,2 (t ) h2,2 (t ) L hN ,2 (t )  tín hiệu quang truyền. Vì H là một ma trận xác H  (7) định nên ma trận tín hiệu quang nhận được:  M M O M    P '  HP .  h1, M (t ) h2, M (t ) L hN , M (t )  Trang 7
  4. Science & Technology Development, Vol 17, No.T1- 2014 P1' (t )  P1 (t )  h1,1 (t )  P2 (t )  h2,1 (t )  L Như vậy, khi nhân D với R, ta được tín hiệu  PN (t )  hN ,1 (t ) trên từng anten phân biệt: P2' (t )  P1 (t )  h1,2 (t )  P2 (t )  h2,2 (t )  L Uˆ  DR  rI N P  Dn (11)  PN (t )  hN ,2 (t ) (8) Với Uˆ  [Uˆ1 ,L ,Uˆ i ,L Uˆ N ]T là vector nhận M được từ vector truyền U  [U1 ,L , Ui ,L U N ]T và I N là ma trận đơn vị NxN. PM' (t )  P1 (t )  h1, M (t )  P2 (t )  h2, M (t )  L Ước lượng BER bằng EVM  PN (t )  hN , M (t ) Phương pháp EVM dùng để ước lượng BER, Ta được dòng ngõ ra tại máy thu như sau: đặc biệt là trong các hệ thống có BER thấp. Công R  rP ' n  rHP  n (9) thức toán học EVM được mô tả như sau: Với r là đáp ứng của đầu thu có đơn vị A/W.  N Z (k ) R (k ) 2  2 1 R  [ R1 (t ),L , Ri (t ),L , RM (t )]T là ma trận dòng   EVM   k 1 N  (12) nhận được, và n  [n1 (t ),L , ni (t ),L , nM (t )]T là   R(k ) 2  ma trận nhiễu.  k 1  Mô hình kênh truyền MIMO quang vô tuyến với Z là tín hiệu nhận được và R là kỳ vọng của được trình bày ở Hình 2 [6]. Z, và N là số ký hiệu ước lượng. Trong điều kiện nhiễu AWGN, khi ta lấy trung bình với số lượng ký hiệu lớn, giá trị trung d1 P1 (t ) P1' (t ) bình gần đúng với giá trị lý tưởng nên ta có được d2 d2 sự gần đúng như sau: P2 (t ) P2' (t ) 1 1 EVM RMS   SNR 1 2  N0  2    ES   SNR  1 (13) EVM 2 Pi (t ) Pj' (t ) Như vậy ta ta có thể ước lượng BER bằng EVM như sau: 2(1 L1 )  3log2 L    Pb  Q 2  EVM RMS log2 M   (14)   log 2 L L 1   2 2  PN (t ) PM' (t ) Trong đó, L là số bit cho một ký hiệu ( M  2L ) . Es là năng lượng trên một symbol. Hình 2. Mô hình kênh truyền MIMO quang vô tuyến N 0 là công suất nhiễu. Q là hàm bù lỗi Gaussian. Sử dụng thuật toán ép không (ZF) loại bỏ HỆ THỐNG MIMO-OFDM QUANG VÔ ảnh hưởng giữa các antenna bằng cách tạo ra một TUYẾN ma trận trọng số D để có DH  I N . Thuật toán Mô hình hệ thống MIMO-OFDM quang vô ZF có độ phức tạp thấp và có thể thực hiện bằng tuyến được trình bày như Hình 3. Khi qua kênh một lần nhân ma trận. Khi M≥N, ma trận hệ số D truyền LOS, hệ thống MIMO-OFDM quang vô của bộ ZF là: tuyến và hệ thống MIMO được phân tích tương D  H H ( HH H )1 (10) tự nhau trong điều kiện kênh truyền biết trước. Trang 8
  5. TAÏP CHÍ PHAÙT TRIEÅN KH&CN, TAÄP 17, SOÁ T1 - 2014 Uˆ1 (t ) Symbol Demapper Information bits Symbol Mapper Information bits U1 (t ) P1 (t ) P1' (t ) R1 (t ) Remove IFFT CP & LD PD … & CP … … … … FFT n1 (t ) Uˆ 2 (t ) Symbol Demapper Information bits Symbol Mapper Symbol Mapper Information bits P2' (t ) R2 (t ) Zero Forcing U 2 (t ) P2 (t ) IFFT Remove & CP LD PD CP & … … … … … FFT n2 (t ) Uˆ M (t ) Symbol Demapper Information bits Symbol Mapper Symbol Mapper Information bits U N (t ) PN (t ) PM' (t ) RM (t ) IFFT Remove & CP LD PD CP & … … … … … FFT nM (t ) Hình 3. Mô hình hệ thống MIMO-OFDM quang vô tuyến Ta xét tín hiệu quang truyền đi Pi (t ) bao gồm Tín hiệu ở đầu thu được tách bằng thuật toán sự không tuyến tính của LD. Do vậy, tín hiệu ZF được biểu diễn như sau: nhận được ở đầu thu: M N Uˆ1 (t )  rPi (t )   D .n (t ) H ij j Pj' (t )  ij Pi (t ) j 1 i 1 (17) M  D n (t ) (15) N  S[1  U i (t )   3U i3 (t )]  H ij j  ij P0 [1  U i (t )   3U i (t )] 3 j 1 i 1 Tín hiệu trên một kênh sau Matched Filter Tín hiệu điện ở đầu thu sau khi thêm nhiễu: bao gồm dòng mong muốn nhận được Di (t ) , phi R j  rPj' (t )  n j (t ) tuyến Zi (t ) và nhiễu: N M r H i 1 ij Pi (t )  n j (t ) (16) U i' (t )  Di (t )  Zi (t )   D n (t ) j 1 ij j (18) N S  H [1  U (t )   U i 1 ij i 3 i (t )  n j (t )] 3 với Di (t ) và Zi (t ) được tính như sau [6]: với S  r.P0 . Trang 9
  6. Science & Technology Development, Vol 17, No.T1- 2014 Di (t )  S[m 0 3m03 34 (2K  1)].d1 (t   k ) cos(1t  1 ) (19) K K Zi (t )  S 3 m03 3 4    d k (t   k ) cos (2q  k )t  (2q  k )   q  2 k  2, k  q (20)   K K K S 3 m03 3 4    d p (t   p )d q (t   q )d k (t   k ) cos ( p  q  k )t  k )   p  2 q  2, q  p k  2, k  q , p    cos ( p  q  k )t  k )  cos (  p  q  k )t  k ) , 1  L  k  L  K   với là chỉ số điều chế quang. Công suất Pi của nhánh thứ i là vị trí thứ i Trong trường hợp chỉ có LOS, đầu thu có thể trên đường chéo của ma trận Qu : ước lượng chính xác pha và độ trễ của tín hiệu tại Pi  Qu (i, i) (27) sóng mang con k=1, ta đặt 1 và  1 là 0 thì Và như vậy: SINR và BER trên luồng thứ i có thể được xác 2 định như sau: P  trace Qu   P i (28) E  Di2   12 [m 0 3m03 43 (2K  1)]2 S 2 (21) i 1   2 Do các thành phần của u đều có trung bình 0  var  Zi   12 32m06   23       2 ( K  1) K  74  S 2 (22) nên E{u}=0 và ta viết lại như sau: Qu  E uu H   và: Xét trường hợp MIMO 2x2, để tính được công suất nhiễu AWGN (bao gồm nhiễu nền và  Qu  E (d  z  Dn)(d  z  Dn) H  (29) nhiễu nhiệt), ta viết lại công thức (18) dưới dạng Vì d, z, n đều độc lập lẫn nhau nên biểu thức như sau: (29) được viết như sau: u  d  z  Dn (23) với d là vector (2x1) dòng nhận được, z là vector      Qu  E dd H  E dz H  E d ( Dn) H   (2x1) dòng nhiễu, D là ma trận trọng số ZF (2x2) E  zd   E  zz   E z ( Dn )   H H H (30) D D12  và D   11  được tính từ ma trận H E Dnd   E Dnz   E Dn( Dn)  H H H  21 D D 22  được giả sử là cố định, n là vector (2x1) nhiễu và Vì các nhiễu có trị trung bình bằng 0 nên n  n   1  . Như vậy:  n2       Qu  E dd H  E zz H  E Dn( Dn) H  (31) D D12   n1   D11n1 D12 n2  Trong đó: E dd H  E  Di2      Dn   11  D21  D22   n2   D21n1 D22 n2  (24)   và var Zi   E zz H ; để tính E Dn( Dn) H ta   áp dụng các tính chất sau: s  w  s  w ; P là tổng công suất nhận được từ vector tín sw  ws ; A = constant thì A  A với kí hiệu u. Trong hệ thống MIMO, P thường được hiệu A là liên hợp phức của A, như vậy: tính bằng hàm sau: ( Dn) H  ( Dn)T P  traceQu  (25)  [n1 D11  n2 D12 n1 D21  n2 D22 ] với Qu là ma trận hiệp phương sai của u và được  [n1 D11  n2 D12 n1 D21  n2 D22 ] (32) tính như sau: D D21   Qu  E (u  E u)(u  E u) H  (26)  [n1 n2 ]  11  D12 D22   nH DH Trang 10
  7. TAÏP CHÍ PHAÙT TRIEÅN KH&CN, TAÄP 17, SOÁ T1 - 2014 Dn( Dn) H  Dnn H D H có thể loại bỏ ảnh hưởng của can nhiễu liên ký D D12   n1  D D21  hiệu (ISI) bằng tiền tố vòng (CP). Do đó, việc   11    [n1 n2 ]  11 D22  (33) ước lượng và cân bằng có thể được thực hiện dễ  D21 D22   n2   D12 dàng hơn và chất lượng hệ thống được cải thiện. D D12   n1 n1 n1 n2   D11 D21    11   KẾT QUẢ MÔ PHỎNG  D21D22   n2 n1 n2 n2   D12 D22    Các thông số mô phỏng hệ thống MIMO-  12    D D OFDM 2x2 quang không dây được liệt kê trong E Dn( Dn) H   11 .  21 D D 22  Bảng 1.   E n n    D E n n  1 1 1 2 11 D21  (34) Bảng 1. Thông số của hệ thống MIMO quang  D22    E n n   D  không dây  E n2 n1 2 2 12 Kí hiệu Giá trị Do E n n   E n n    ; 1 1 2 2 2 P0 0,1W E n n   E n n   0 nên: 1 2 2 1 TS ( ) 1, 0 E  Dn( Dn)  H R 0,75 A / W D D12  2 1 0   D11 D21  Pbg 5,8W / (cm2 .nm)   11   D21 D22  0 1   D12 D22  (35) K 4 1 0  H  D 2  D I nbf 0,562 0 1   D 2 I N D H d1 5m Pi  Qu (i, i)  E  Di2   var Zi    2 Di 2   (36) Tabs 3000 K M 1, 0cm2   dij2 nên 2 A với Di j 1 g ( ) 1, 0 Như vậy:  SINRi    E Di2 (37) 30nm 1/2 100 , 150 , 200  var Zi  2  2 Di m0 0,5 Khi sử dụng QPSK, BER của luồng thứ i được tính như sau: RF 10K BERi  1 2 erfc  SINRi  (38) N M 2 Như vậy, BER tổng cộng của hệ thống coi Rb 100Mbps như trung bình của các BERi: N BER  1 N  BER i (39) Hệ thống dùng 64 sóng mang con, 4 pilot, i 1 khoảng bảo vệ được chọn lớn hơn thời gian trễ Như vậy, khi qua kênh truyền LOS thì chất của kênh. Trong trường hợp chỉ có đường truyền lượng của hệ thống MIMO-OFDM không khác thẳng, khoảng bảo vệ sẽ được bỏ qua. Hình 4 là biệt so với hệ thống MIMO. Tuy nhiên, khi qua mô hình thiết lập mô phỏng trong điều kiện chỉ kênh truyền có phản xạ, hệ thống MIMO-OFDM có đường truyền thẳng. Đầu phát và đầu thu cách Trang 11
  8. Science & Technology Development, Vol 17, No.T1- 2014 nhau 5m. Hình 5 trình bày thiết lập mô phỏng hệ MIMO-OFDM hiệu quả hơn so với hệ thống thống MIMO-OFDM trong trường hợp có phản quang MIMO nhờ khả năng loại bỏ đa đường ở xạ và góc tới của đường phản xạ bằng với góc phía thu bằng khoảng bảo vệ. Đồng thời việc ước nữa công suất (200). Trong trường hợp góc nữa lượng và khắc phục các hiệu ứng của kênh được công suất là 100 hoặc 150, góc của đường phản xạ thực hiện dễ dàng ở miền tần số nhờ vào pilot. sẽ giảm xuống tương ứng. Hình 6 trình bày kết quả của hệ thống MIMO Tx - OFDM trong trường hợp kênh truyền có đường truyền thẳng. Kết quả cho thấy khi ta tăng d 2 thì nhiễu của tín hiệu giữa các cặp LD và d1=5m photodetector sẽ giảm. Kết quả này phù hợp với phương trình (37). Khi d 2 lớn, hệ thống MIMO 2x2 trở thành 2 hệ thống Single Output Single Input (SISO). Ví dụ, d2  2m thì SINR = 20, Rx 12, 6 dB lần lượt tương ứng với các góc truyền nửa công suất semiangle 1/2  100 , 150 , 200 . Hình 4. Mô hình mô phỏng hệ thống MIMO-OFDM Tuy nhiên, khi d 2 tăng thì kích thước đầu thu và với đường truyền thẳng (LOS) phát cũng tăng. Để tìm được giá trị d 2 phù hợp, Tx ta sử dụng đồ thị BER và d 2 trong Hình 7. Ví Phản xạ dụ, BER yêu cầu là 104 chúng ta có thể tìm thấy 200 giá trị d 2 nhỏ nhất phù hợp lần lượt là 0.4m, 1m và 1.9m tương ứng với các góc semiangle d1 1/2  100 , 150 , 200 . Bằng cách giảm độ lớn 200 góc 1/2 , kích thước của đầu phát có thể nhỏ lại. Tuy nhiên, điều này có hạn chế là các cặp thu Rx phát quang đòi hỏi phải có độ tập trung hướng tới nhau cao hơn. Kết quả mô phỏng hệ thống Hình 5. Mô hình mô phỏng hệ thống MIMO-OFDM có phản xạ MIMO-OFDM với đường truyền có phản xạ ở các góc nữa công suất khác nhau như Hình 8. Trong trường hợp có đường phản xạ, hệ thống Trang 12
  9. TAÏP CHÍ PHAÙT TRIEÅN KH&CN, TAÄP 17, SOÁ T1 - 2014 Hình 6. Kết quả khảo sát SINR theo khoảng cách antenna Hình 7. Kết quả khảo sát BER theo khoảng cách antenna Trang 13
  10. Science & Technology Development, Vol 17, No.T1- 2014 Hình 8. Kết quả của hệ thống MIMO-OFDM trong trường hợp có phản xạ KẾT LUẬN Bài báo đã đề xuất mô hình truyền thông hệ thống MIMO-SCM khi truyền qua môi trường MIMO-OFDM quang vô tuyến cho môi trường có phản xạ. Những vấn đề về đánh giá và phân truyền có phản xạ trong nhà. Các phương trình tích tối ưu các thông số trong thiết kế cần được SINR và BER được kiểm chứng bằng cách mô nghiên cứu tiếp theo. phỏng hệ thống trên phần mềm. Việc khảo sát LỜI CẢM ƠN: Nghiên cứu này được tài trợ bởi Đại học SINR và BER cho thấy hệ thống MIMO-OFDM Quốc gia Thành phố Hồ Chí Minh ( VNU-HCM) trong khuôn quang vô tuyến trong nhà cho chất lượng tốt hơn khổ đề tài mã số C2013-18-08. Trang 14
  11. TAÏP CHÍ PHAÙT TRIEÅN KH&CN, TAÄP 17, SOÁ T1 - 2014 Indoor optical wireless MIMO-OFDM system  Dang Le Khoa  Vu Thanh Tung  Nguyen Thanh Tu  Nguyen Huu Phuong University of Science, VNU-HCM ABSTRACT Indoor optical wireless systems have system to achieve better performance. The attracted attention, because they allow high- signal of each optical transmit antenna is speed transmission without electromagnetic detected by using zero forcing (ZF) interference. Multi Input Multi Output (MIMO) algorithm. We use the error vector techniques are very promising in providing magnitude (EVM) to predict BER high data rate or providing performance over performance. The analysis of bit error rate fading channels. Orthogonal frequency (BER) shows that the proposed system division multiplexing (OFDM) can send achieve better performance transmission multiple high speed signals by using than OMIMO system when transmitting the orthogonal carrier frequencies. In this paper, signal over reflection channels. we propose an optical wireless MIMO-OFDM Keywords: optical wireless, MIMO, OFDM TÀI LIỆU THAM KHẢO [1]. F.R. Gfeller, U. Bapst, Wireless in-house interference, IEE Proc.-Optoelectro, 143, 6, data communication via diffuse infrared 339–346 (1996). radiation, Proceedings of the IEEE, 67, 11, [5]. R.A. Cryan, Sensitivity evaluation of optical 1474–1486 (1979). wireless PPM systems utilising PIN-BJT [2]. Y. Shi, S. Member, C.M. Okonkwo, D. receivers, IEE Proc.-Optoelectron, 14, 6, Visani, H. Yang, H. Van Den Boom, G. 355–359 (1996). Tartarini, Ultrawideband Signal Distribution [6]. D. Takase, T. Ohtsuki, Optical wireless Over Large-Core POF for In-Home MIMO communications (OMIMO), IEEE Networks, Journal of Lightwave Technology, Global Telecommunications Conference- 30, 18, 2995–3002 (2012). GLOBECOM ’04., 2, 5, 928–932 (2004). [3]. A.C. Boucouvalas, Indoor ambient light [7]. Đ.L. Khoa, N.T. An, B.H. Phú, N.H. noise and its effect on wireless optical links, Phương, Thực hiện hệ thống OFDM trên IEE Proceedings Optoelectronics, 143, 6 phần cứng, Tạp chí PT KH&CN, 12, 73–83 (1996). (2009). [4]. O. Duarte, Performance of infrared [8]. C. Lin, A. Using, Studies of OFDM Signal transmission systems under ambient light for Broadband Optical Access Networks, Trang 15
  12. Science & Technology Development, Vol 17, No.T1- 2014 IEEE Journal on Selected Areas in [11]. J.R. Barry, Wireless Infrared Communications, 28, 6, 800–807 (2010). Communications, Kluwer Academic [9]. D.R. Kolev, K. Wakamori, M. Matsumoto, Publishers, 9219, 97 (1997). Transmission Analysis of OFDM-Based [12]. J.R. Barry, J.M. Kahn, W.J. Krause, E.A. Services Over Line-of-Sight Indoor Infrared Lee, D.G. Messerschmitt, Simulation of Laser Wireless Links, Journal of Lightwave multipath impulse response for indoor Technology, 30, 23, 3727–3735 (2012). wireless optical channels, IEEE Journal on [10]. S.K.K. Kumamoto, K. Tsukamoto, Nonlinear Selected Areas in Communications, 11, 3, distortion suppression scheme in optical 367–379 (1993). direct FM radio-on-fiber systems, IEICE Trans. Electron, E84–C, 541–546 (2001). Trang 16
nguon tai.lieu . vn
Kiến trúc - Xây dựng Tự động hoá Điện - Điện tử Kĩ thuật Viễn thông Cơ khí - Chế tạo máy Năng lượng Hoá dầu Hoá học Sinh học