Xem mẫu
- Đánh giá ảnh hưởng của phần cứng không lý
tưởng lên hệ thống thông tin vô tuyến mmWave
Nguyễn Đình Ngọc∗† và Trương Trung Kiên†
∗
Khoa Vô tuyến Điện tử
Đại học Lê Quý Đôn
† Phòng thí nghiệm Hệ thống Vô tuyến và Ứng dụng
Học viện Công nghệ Bưu chính Viễn thông
Email: nguyendinhngoc@tcu.edu.vn, kientruong@utexas.edu
Tóm tắt—Dải sóng mili-mét ứng với dải tần số 30-300 đến các thuê bao khác. Tính định hướng cao của dàn
GHz cho phép tăng dung lượng, tốc độ truyền dẫn, đáp ăng-ten cũng cho phép hệ thống tăng độ lợi mảng giúp
ứng được nhu cầu ngày càng tăng của các hệ thống vô khắc phục được suy hao truyền dẫn sóng vô tuyến lớn
tuyến. Đồng thời, bước sóng nhỏ cũng cho phép các mảng
khi hoạt động ở dải tần số cao. Vì vậy, hệ thống thông
ăng-ten với số lượng phần tử lớn được tích hợp trên một
kích thước vật lý nhỏ giúp khắc phục ảnh hưởng suy hao tin MIMO (multiple-input multiple-output) hoạt động ở
truyền dẫn ở tần số cao. Do đó kết hợp giữa việc hoạt động dải sóng mili-mét (mmWave MIMO) đã được đề xuất
ở dải tần số ứng với bước sóng mili-mét và việc sử dụng ứng dụng cho mạng thông tin di động 5G.
rất nhiều ăng-ten tại máy phát và/hoặc máy thu MIMO Mỗi ăng-ten trong hệ thống MIMO thông thường hiện
là xu hướng được ứng dụng cho hệ thống di động thế hệ nay yêu cầu một chuỗi cao tần (RF - Radio Frequency)
thứ 5 (5G). Tuy nhiên hệ thống MIMO khi hoạt động ở trong đó bao gồm các bộ khuếch đại công suất/bộ
dải tần mili-mét cũng gặp phải khó khăn so với hệ thống
MIMO thông thường đó là: công suất tiêu thụ và sự hoạt
khuếch đại tạp âm thấp (PA/LNA - power amplifier/low-
động không lý tưởng do giới hạn chế tạo của các thành noise amplifier), bộ chuyển đổi tương tự-số/số-tương
phần phần cứng. Trong bài báo này, nhóm tác giả sẽ mô tự (ADC/DAC - analog-to-digital converter/digital-to-
hình hóa và đánh giá ảnh hưởng của các thành phần phần analog converter) độ phân giải cao... Do đó, hệ thống
cứng không lý tưởng lên hiệu năng của hệ thống. Xây dựng MIMO khi hoạt động ở dải sóng mili-mét với số lượng
biểu thức toán học thể hiện sự phụ thuộc của hiệu suất ăng-ten lớn sẽ làm tăng công suất tiêu thụ và giá thành
sử dụng phổ lên các tham số phần cứng không lý tưởng
như số bit lượng tử hóa, phương sai tạp âm pha.
phần cứng. Cụ thể, công suất tiêu thụ của chuỗi RF tại
Từ khóa—Phần cứng không lý tưởng, hệ thống thông dải tần mili-mét là 250 mW lớn hơn rất nhiều so với 30
tin mmWave, tạp âm pha. mW ở dải tần thông thường (dưới 6 GHz). Nếu trạm gốc
(BS - Base Station) có 256 ăng-ten sẽ cần 256 nhánh
I. GIỚI THIỆU RF, như vậy công suất tiêu thụ khoảng 64 W lớn hơn rất
Với nhu cầu phát triển tốc độ, băng thông, dải sóng nhiều so với công suất tiêu thụ của BS trong hệ thống
mili-mét đang được quan tâm nghiên cứu để sử dụng di động thứ 4 (4G) hiện nay [2]. Giải pháp để khắc
cho hệ thống thông tin di động [1]. Các hệ thống thông phục vấn đề này đó là sử dụng kỹ thuật tiền mã hóa/kết
tin vô tuyến hoạt động ở dải tần số ứng với bước sóng hợp lai (HP - Hybrid precoding/combining) [3], [4]. Ý
mili-mét cho phép tạo mảng ăng-ten với số lượng phần tưởng cơ bản của kỹ thuật HP đó là chia bộ tiền mã hóa
tử ăng-ten lớn trong khi vẫn thoả mãn điều kiện các phần số kích thước lớn thông thường thành hai phần: i) tiền
tử ăng-ten cách nhau ít nhất một nửa bước sóng và thoả mã hóa tương tự có kích thước lớn để vẫn đạt được độ
mãn giới hạn về kích thước vật lý của mảng khi triển lợi anten và ii) tiền mã hóa số kích thước nhỏ để giảm
khai trên thiết bị. Việc sử dụng nhiều ăng-ten tại máy số RF yêu cầu và giảm công suất tiêu thụ mà vẫn loại
phát và/hoặc tại máy thu cùng với việc thiết kế búp sóng bỏ được nhiễu. Phần tiền mã hóa tương tự có thể được
phù hợp sẽ cho phép tạo ra búp sóng rất hẹp (có tính thực hiện bằng các bộ dịch pha (phase shifters) hoặc
định hướng cao và độ lợi truyền dẫn rất lớn) ở máy phát các chuyển mạch (switches) hoặc các ống kính (lens).
và/hoặc máy thu. Đặc tính búp sóng hẹp này cho phép Trong đó các bộ dịch pha thường được sử dụng vì cho
tập trung năng lượng tín hiệu mong muốn đến thuê bao phép loại bỏ nhiễu dư giữa các luồng.
cần phục vụ đồng thời giảm nhiễu không mong muốn Ngoài ra, trong các thành phần tiêu thụ công suất thì
163
- ADC/DAC có công suất tiêu thụ lớn, tỷ lệ với tần số thường. Tại phía phát (Tx) gồm NRF nhánh RF và Nt
lấy mẫu và độ phân giải. Do đó một kỹ thuật khác có ăng-ten phát. Tại phía thu (Rx) gồm NRF nhánh RF và
thể giảm công suất tiêu thụ của hệ thống đó là sử dụng Nr ăng-ten thu. Trường hợp mỗi nhánh RF được kết nối
ADC/DAC có độ phân giải thấp [5], [6]. Tuy nhiên, khi với tất cả các ăng-ten, kiến trúc này gọi là mảng được
sử dụng các bộ DAC/ADC có độ phân giải thấp sẽ xuất kết nối đầy đủ (full-array connected). Các tài liệu [3],
hiện tạp âm lượng tử ảnh hưởng đến hiệu suất sử dụng [4] đã xem xét kiến trúc này với phần cứng phía phát
phổ của hệ thống. và phía thu hoàn hảo và chỉ ra rằng tốc độ dữ liệu đạt
Các công trình nghiên cứu trước đây thường tập trung được gần với tốc độ dữ liệu tối ưu so với trường hợp tiền
vào việc thiết kế các ma trận tiền mã hóa lai để tối ưu mã hóa số hoàn toàn (fully digital precoding). Trường
hiệu suất sử dụng phổ với giả thiết phần cứng lý tưởng. hợp mỗi nhánh RF được kết nối với một tập hợp các
Trong thực tế, để giảm giá thành phần cứng và giảm ăng-ten, kiến trúc này gọi là mảng được kết nối riêng
công suất tiêu thụ, các RF thường sử dụng các thành rẽ (sub-array connected). Kiến trúc này cho phép giảm
phần có giá thành rẻ, điều này lại gây ra suy hao phần được công suất tiêu thụ của hệ thống do giảm được số
cứng, gây méo tín hiệu, ảnh hưởng đến hiệu suất hệ bộ dịch pha [8], [9]. Trong bài báo này, chúng tôi phân
thống. Ngoài ra, phần cứng không lý tưởng còn làm tích mô hình hệ thống mmWave MIMO sử dụng HP
tăng sự phát xạ ngoài dải tần mong muốn (out-of-band mảng được kết nối riêng rẽ với phần cứng không hoàn
emission) và gây nhiễu sang các đường truyền hoặc các hảo gồm tạp âm lượng tử, tạp âm pha, suy hao công
người dùng khác. Suy hao phần cứng có thể được giảm suất của phần thực hiện tiền mã hóa tương tự.
thiểu bằng cách sử dụng các phương pháp xử lý tín hiệu Hệ thống thực hiện phát/thu Ns luồng dữ liệu và Ns ≤
trên cả miền số và miền tương tự như méo trước và min {Nt , Nr }. Véc-tơ tín hiệu phát s ∈ CNs ×1 được giả
bù công suất. Tuy nhiên, suy hao phần cứng không thể thiết là độc lập với nhau, có phân bố Gauss vớikỳ vọng
loại bỏ được hoàn toàn [7]. Các thành phần phần cứng
bằng 0 và ma trận hiệp phương sai là Rss = E ssH =
không lý tưởng gồm có một số yếu tố sau tạp âm pha Pt
Ns INs với Pt là công suất phát. Để đạt được độ lợi ghép
(PN - phase noise), mất cân bằng kênh đồng pha/vuông kênh không gian thì Ns 6 NRF 6 Nt . Trong bài báo
pha (I/Q imbalance), khuếch đại công suất phi tuyến, lỗi này, chúng tôi giả thiết số nhánh RF tại phía phát và thu
lượng tử hóa. Một trong những thành phần phần cứng bằng nhau và bằng số luồng dữ liệu. Số ăng-ten phát và
không lý tưởng quan trọng đó là tạp âm pha sinh ra thu được giả thiết Nr 6 Nt để đảm bảo bậc tự do trong
do các bộ tạo dao động (LO - Local Oscillator) tại các kênh MIMO [2]. Trường hợp số nhánh RF bằng số ăng-
BS và người dùng đầu cuối không lý tưởng. Tạp âm ten thu/phát thì kiến trúc HP trở thành kiến trúc tiền mã
pha đặc biệt quan trọng vì nó nhân với tín hiệu mong hóa trong miền số hoàn toàn. Khi đó tốc độ dữ liệu đạt
muốn và làm biến đổi với một hệ số ngẫu nhiên,đồng được là tối đa nhưng phải trả giá là công suất tiêu thụ
thời làm giảm chất lượng ước lượng kênh. Trong bài báo lớn. Trường hợp số nhánh RF bằng số luồng dữ liệu và
này, nhóm tác giả sẽ đánh giá ảnh hưởng của phần cứng bằng 1 thì kiến trúc HP trở thành tiền mã hóa/kết hợp
không lý tưởng lên hiệu năng của hệ thống thông tin tương tự có công suất tiêu thụ thấp, tuy nhiên chỉ cho
mmWave MIMO. Đóng góp chính của bài báo là phân phép thu/phát đơn luồng dữ liệu.
tích, xây dựng được biểu thức thể hiện sự phụ thuộc của
hiệu năng vào các tham số như số bit lượng tử hóa, số
lượng ăng-ten phát hoặc thu, số luồng dữ liệu, số nhánh 1 1
RF và độ lớn của tạp âm pha. 2
2
. .
Một số ký hiệu sử dụng trong bài báo này như sau: b-bit Chuỗi . . Chuỗi
ADC
DAC RF . . RF
a là đại lượng vô hướng, a là đại lượng véc-tơ, A là 1 1
ma trận, [A]i,j , AH , kAkF , |A| lần lượt là phần tử
2 2
. . . .
. . FRF WRF . .
(i, j), ma trận chuyển vị liên hợp phức (Hermitian), .
FBB
. NRF . NRF
WBB .
chuẩn Frobenius, và định thức của ma trận A, d.e là
Ns Ns
.
phép tính làm tròn lên. b-bit Chuỗi
.
. . Chuỗi
ADC
DAC RF . . RF
II. MÔ HÌNH HỆ THỐNG
Nt Nr
Xét hệ thống đơn người dùng (SU - Single user)
mmWave MIMO sử dụng kiến trúc HP được minh họa
Hình 1. Mô hình hệ thống
như Hình 1 trong đó có thêm khối tiền mã hóa/kết
hợp trong miền tương tự so với kiến trúc MIMO thông
164
- A. Mô hình tín hiệu đó, ma trận hiệp phương sai của véc-tơ tạp âm lượng tử
được tính theo công thức
Tại phía phát, các luồng tín hiệu được đưa qua bộ
tiền mã hóa băng gốc FBB thực hiện tiền mã hóa số, ReDA =diag(ρb,1 , ..., ρb,NRF ).diag(Ruu ). (6)
sau đó thực hiện tiền mã hóa tương tự trong đó mô-đun
các phần tử của ma trận FRF là hằng số. Tín hiệu sau Giả sử các bộ DAC đều sử dụng số bit lượng tử như
khi xử lý được truyền qua kênh vô tuyến đến phía thu. nhau, tức là, ρb,1 = ρb,2 = ... = ρb,NRF = ρDA khi đó
Tại phía thu, quá trình xử lý được thực hiện ngược lại. ma trận hiệp phương sai véc-tơ tạp âm lượng tử được
Tín hiệu tại phía thu sau khi thực hiện kết hợp băng gốc rút gọn thành ReDA = ρDA .diag(Ruu ).
với trường hợp phần cứng lý tưởng được xác định theo Tín hiệu tại đầu vào ăng-ten thu với thông tin trạng
công thức thái kênh hoàn hảo, được tính theo công thức
H
y = WBB H
WRF H
HFRF FBB s + WRF H
WBB n (1) r =Hx + n (7)
=HFRF PBS (QDA FBB s + eDA ) + n (8)
trong đó WBB ∈ CNRF ×Ns là ma trận kết hợp băng
=HFRF PBS QDA FBB s + HFRF PBS eDA + n (9)
gốc; WRF ∈ CNr ×NRF là ma trận kết hợp tương tự; p
FRF ∈ CNt ×NRF là ma trận tiền mã hóa tương tự; FBB ∈ = 1 − ρDA HFRF PBS FBB s + HFRF PBS eDA + n.
CNs ×NRF là ma trận tiền mã hóasố; H ∈ CNr ×Nt là ma (10)
trận kênh truyền; n ∼ CN σn2 I là tạp âm trắng Gauss
Tín hiệu thu sau khi thực hiện kết hợp trên miền số
với phương sai là σn2 . Tổng công suất phát được chuẩn
2 2 (digital combining) được biểu dễn như sau
hóa sao cho kFRF FBB kF = Ns và kWRF WBB kF = Ns .
H
QAD PH H
Trong trường hợp phần cứng không lý tưởng, phía y =WBB UE WRF r (11)
phát và thu sử dụng các bộ DAC và ADC độ phân giải H H H
=WBB QAD PUE WRF r + eAD .
(12)
thấp b bit với ảnh hưởng của tạp âm pha tại phía phát
PBS và tại phía thu PUE , tín hiệu tại đầu ra ăng-ten phát Ta có thể viết lại như sau
được biểu diễn như sau H
y =WBB QAD PH H H
UE WRF r + WBB eAD (13)
x =FRF PBS QDA (FBB s) (2) H
=WBB QAD PH H
UE WRF (HFRF PBS QDA FBS s
| {z }
u H
+ HFRF PBS eDA + n) + WBB eAD (14)
H H H
trong đó QDA (.) là hàm véc-tơ lượng tử với bộ DAC có =WBB QAD PUE WRF HFRF PBS QDA FBS s
độ phân giải b bit. H
+ WBB QAD PH H
UE WRF HFRF PBS eDA
Áp dụng mô hình tạp âm lượng tử cộng tính (AQNM H
+ WBB QAD PH H H
UE WRF n + WBB eAD (15)
- Additive Quantization Noise Model) [6], tín hiệu phát p H H H
được xấp xỉ hóa như sau = 1 − ρDA (1 − ρAD ) WBB PUE WRF HFRF PBS FBS s
H
+ (1 − ρAD ) WBB PH H
UE WRF HFRF PBS eDA
x ≈FRF PBS (QDA FBB s + eDA ) (3) H
+ (1 − ρAD ) WBB PH H H
UE WRF n + WBB eAD (16)
=FRF PBS QDA FBB s + FRF PBS eDA . (4)
Trong bài báo này, nhóm tác giả sẽ tập trung phân
trong đó eDA là véc-tơ tạp âm lượng tử (QN - tích ảnh hưởng của phần cứng không lý tưởng của phía
Quantization Noise) thỏa mãn điều kiện E[ueH DA ] = phát lên hiệu năng hệ thống mmWave MIMO. Do đó,
E[eDApuH ] = 0NRF ×N√RF . Ma trận đường chéo QDA = chúng tôi giả thiết phía thu là hoàn hảo. Khi đó, số bit
diag( 1 − ρb,1 , . . . , 1 − ρb , NRF ) với các hệ số méo lượng tử của ADC là vô hạn nên hệ số méo lượng tử
lượng tử ρ. Hệ số méo lượng tử với trường hợp số bit ρAD được coi bằng 0.
lớn được xác định theo công thức sau
√ B. Mô hình kênh truyền mmWave MIMO
π 3 −2b
ρ≈ .2 . (5) Do đặc điểm suy hao truyền dẫn trong không gian
2
tự do rất lớn và sử dụng các mảng ăng-ten lớn ở cả
Các luồng dữ liệu s là phân bố Gauss, do đó tín phía phát và phía thu, mô hình kênh truyền mmWave
hiệu sau khi thực hiện tiền mã hóa số cũng có phân MIMO được đặc trưng bởi mô hình tán xạ (mô hình
bố Gauss [u1 , u2 , ..., uNRF ] với ma trận hiệp phương sai SalehValenzuela) [3]. Giả sử các kênh mmWave có L
Pt
Ruu = E[uuH ] = E[FBB ssH FH H
BB ] = Ns FBB FBB . Do đường tán xạ. Mỗi đường tán xạ được giả thiết là một
165
- đường truyền giữa phía phát và phía thu, khi đó mô hình trong đó LRF là công suất suy hao cố định do các tầng
kênh được xác định như sau chia và kết hợp công suất để thực hiện tiền mã hóa tương
s
L tự. Với kiến trúc mảng được kết nối riêng rẽ, mỗi nhánh
Nt .Nr X RF được nối với một tập con các ăng-ten thông qua các
H= αl ar (θl ) aH
t (φl ) (17)
β bộ chia công suất và bộ dịch pha tương tự, công suất
l=1
suy hao được tính theo công thức sau:
trong đó β là là suy hao đường truyền giữa máy phát
và máy thu, αl là độ lợi kênh phức của đường thứ l, có LRF =LD dNt /NRF e LP S (25)
phân bố Rayleigh αl ∼ N 0, P¯R với l = 1, 2, . . . , L và ¯ D . dlog2 (Nt )e và LC,dB =
với LD,dB = L
P¯R là độ lợi công suất, at , ar lần lượt là véc-tơ quay tại ¯
LC . dlog2 (NRF )e, và d.e là giá trị nguyên làm tròn lên
phía phát và phía thu; θl , φl lần lượt là các góc phát,thu ¯ D và L¯ C được chọn bằng 0,6 dB và L ¯P S
gần nhất; L
(AoD/AoA).
bằng 0,5 dB [10].
Giả sử máy phát và máy thu đều sử dụng mảng tuyến
Giả sử các nhánh RF tại phía phát/thu dùng chung
tính đồng dạng (ULA - Uniform Linear Array), các véc-
một bộ tạo dao động nội. Áp dụng mô hình Wiener rời
tơ quay phát, thu lần lượt được biểu diễn như sau
iT rạc theo thời gian, ma trận tạp âm pha tại phía phát và
1 h j 2π d sin(φl ) 2π
phía thu lần lượt được xác định như sau [11]
at (φl ) = √ 1, e λ , . . . , ej(Nt −1) λ d sin(φl )
Nt ∆
PBS =diag ejθ1,n , . . . , ejθNRF ,n ∈ CNRF ×NRF (26)
(18)
1 h j 2π d sin(θl ) iT ∆
PUE =diag ejφ1,n , . . . , ejφNRF ,n ∈ CNRF ×NRF (27)
2π
ar (θl ) = √ 1, e λ , . . . , ej(Nr −1) λ d sin(θl ) ,
Nr
(19) trong đó θi,n và φ1,n lần lượt là dịch pha tín hiệu trên
nhánh RF thứ i và j trong thời gian symbol thứ n tại
Khi đó, ta có thể viết lại mô hình kênh mmWave như phía phát và phía thu
sau
θi,n =θi,n−1 + δnθi (28)
φj,n =φj,n−1 + δnφj (29)
H =Ar diag (α) AH t (20)
φ
q
Nt Nr T với δnθi ∼ N 0, σθ2i ; δnj ∼ N 0, σφ2 j .
trong đó α = ρ [α1 , α2 , . . . , αL ] là ma trận
Phương sai của tạp âm pha tại phía phát/thu là σk2 =
công suất; At = [at (φ1 ) , at (φ2 ) , . . . , at (φL )]; Ar =
4π 2 fc cn Ts với k = θi , φj , fc là tần số sóng mang, cn
[ar (θ1 ) , ar (θ2 ) , . . . , ar (θL )];
là hằng số phụ thuộc vào chất lượng của bộ LO và Ts
C. Tốc độ dữ liệu đường xuống là chu kỳ tín hiệu.
Giả sử các luồng tín hiệu phát có phân bố Gauss, Do các nhánh RF tại phía phát dùng chung một bộ
thông tin trạng thái kênh hoàn hảo tại phía thu, tốc độ LO nên phương sai của tạp âm phatrên các nhánh như
dữ liệu đường xuống được tính theo công thức sau [4] nhau [11]. Áp dụng công thức E eiθn,t1 e−iθn,t2 =
σ2
1 e− 2 |t1 −t2 |
ta được
R = log2 det(INr + (1 − ρDA )R−1
n HFRF PBS FBB σ2
LRF
e− 2 0 ··· 0
× ssH FH H H H
BB PBS FRF H ), (21)
0
σ2
e− 2 ··· 0
PBS PH
1 − ρDA Pt −1 BS = . .. .. .. (30)
= log2 det(INr + R HFRF PBS FBB .. .
LRF Ns n . .
σ2
× FH H H H
BB PBS FRF H ). (22) 0 0 ··· e− 2
Ma trận hiệp phương sai tạp âm ở công thức trên được Các nhánh RF trong thực tế được thiết kế để đảm
tính như sau bảo xuyên nhiễu giữa các nhánh rất nhỏ. Do đó, các
1 ma trận tạp âm pha và tiền mã hóa số là các ma trận
Rn =E[ HFRF PBS ReDA PH H H 2
BS FRF H + σn INr ] đường chéo. Khi đó, áp dụng phép nhân giao hoán ma
LRF
(23) trận Kronecker ta có
ρDA Pt PBS FBB = (FBB ⊗ IBS ) PBS , (31)
=E[ HFRF PBS diag(FBB FH H H
BB )PBS FRF H
H
LRF Ns
+ σn2 INr ] FH H H H
(24) BB PBS =PBS FBB ⊗ IBS (32)
166
- với IBS là ma trận đơn vị có kích thước NRF /Ns . 25
Thay công thức (31) (32) vào công thức (22) ta được
hiệu suất phổ là
20
1 − ρDA Pt − σ2 −1
R = log2 det(INr + e 2 Rn HFRF
LRF Ns
(FBB ⊗ IBS ) FH FH H
BB ⊗ IBS RF H ) (33) 15
1 − ρDA Pt − σ2 −1
= log2 det(INr + e 2 Rn HFRF
LRF Ns 10
FBB FH
H H
BB ⊗ (IBS ) FRF H ) (34)
Ta có, nếu A = θIM thì diag (A) = 5
diag ([tr (A) /M, . . . , tr (A) /M ]). Mặc dù các
phần tử đường chéo của ma trận FBB FH BB không bằng
0
nhau, chúng có thể được xấp xỉ nhờ các thuật toán 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10
phân bổ công suất [6] suy ra
diag(FBB FH H
BB ) ≈diag(tr(FBB FBB )/NRF , . . . , Hình 2. Hiệu suất phổ với sự thay đổi số bit DAC
tr(FBB FH BB )/NRF ) (35)
2
≈ kFBB kF /NRF (36) trong Hình 2 cho thấy ảnh hưởng của tạp âm lượng tử
Thay công thức (36) vào công thức (24), ma trận hiệp (QN) và tạp âm pha (PN) lên hiệu suất phổ lớn với số
phương sai tạp âm có thể được viết lại như sau bit DAC nhỏ (dưới 5 bit), khi tăng số bit DAC thì các
đường hiệu suất tiến về gần với đường giới hạn (với phần
2
ρDA Pt kFBB kF cứng lý tưởng). Khoảng cách với trường hợp lý tưởng
Rn =E[ HFRF PBS PH H
BS FRF H
H
LRF Ns NRF do có ảnh hưởng của suy hao công suất do mạch thực
+ σn2 INr ] (37) hiện tiền mã hóa tương tự (gồm các bộ chia, bộ dịch
2 pha). Với số bit DAC là 7-8 bit thì hiệu suất phổ đạt
ρDA Pt kFBB kF σ2
= e− 2 HFRF FH H 2
RF H + σn INr được gần với hiệu suất phổ tối ưu. Lý do là khi tăng số
LRF Ns NRF bít lượng tử thì ảnh hưởng của tạp âm lượng tử giảm,
(38)
ảnh hưởng của tạp âm pha ở phía sau cũng giảm.
III. KẾT QUẢ MÔ PHỎNG
Trong phần này, chúng tôi thực hiện mô phỏng một hệ 60
thống 64×16 SU mmWave MIMO để đánh giá hiệu suất
hệ thống với phần cứng không lý tưởng. Với giả thiết 50
thông tin trạng thái kênh hoàn hảo tại phía phát và thu,
ma trận kênh được mô phỏng theo công thức (17), độ 40
lợi kênh được giả thiết có phân bố ngẫu nhiên Rayleigh
với P¯R = 1, số vòng lặp tạo kênh là 1000. Các ma trận
30
tiền mã hóa số, tương tự được thực hiện theo phương
pháp triệt nhiễu liên tiếp (SIC - Successive Interference
20
Cancelation) theo tài liệu [9]. Tần số sóng mang sử dụng
là 28 GHz, Ts = 0.1 × 10−6 s, cn = 4.7 × 10−18 [12].
Phía phát và phía thu đều sử dụng mảng ăng-ten dạng 10
ULA với khoảng cách giữa các ăng-ten là λ/2; các góc
AoD, AoA có phân bố đều trong khoảng từ [0, 2π]; số 0
-10 -5 0 5 10 15 20 25 30 35 40
đường L = 3, các nhánh RF phía phát dùng chung một SNR [dB]
bộ tạo dao động nội LO.
Hình 2 mô phỏng với NRF = Ns = 4, số bit của Hình 3. Hiệu suất phổ với sự thay đổi SNR
các bộ DAC trên các nhánh RF là như nhau và thay đổi
trong khoảng [1, 10], SNR = 10 dB. Kết quả mô phỏng Hình 3 mô phỏng với dải SNR thay đổi trong khoảng
167
- [−10, 40] dB, các bộ DAC sử dụng 6 bit lượng tử, số TÀI LIỆU THAM KHẢO
nhánh RF bằng số luồng dữ liệu NRF = Ns = 4. Từ [1] T. Rappaport, R. Heath, R. Daniels, and J. Murdock, Millimeter
hình 3 ta thấy, ở vùng SNR thấp, khoảng cách giữa hiệu Wave Wireless Communications, ser. Prentice Hall Communi-
suất sử dụng phổ trong trường hợp chỉ có tạp âm lượng cations Engineering and Emerging Technologies Series from
Ted Rappaport. Pearson Education, 2014. [Online]. Available:
tử và trường hợp có cả tạp âm lượng tử và tạp âm pha https://books.google.com.vn/books?id=0Jh6BAAAQBAJ
nhỏ. Tuy nhiên, ở vùng SNR cao, khoảng cách này càng [2] R. W. Heath, N. González-Prelcic, S. Rangan, W. Roh, and
tăng lên. Điều này có thể được giải thích rằng, do tạp A. M. Sayeed, “An overview of signal processing techniques
for millimeter wave mimo systems,” IEEE Journal of Selected
âm pha có tính chất nhân với tín hiệu, do đó, khi công Topics in Signal Processing, vol. 10, no. 3, pp. 436–453, April
suất tín hiệu tăng thì ảnh hưởng của tạp âm pha cũng 2016.
tăng lên. [3] A. Alkhateeb, O. E. Ayach, G. Leus, and R. W. Heath, “Channel
estimation and hybrid precoding for millimeter wave cellular
IV. KẾT LUẬN systems,” IEEE Journal of Selected Topics in Signal Processing,
vol. 8, no. 5, pp. 831–846, Oct 2014.
Hệ thống thông tin mmWave MIMO với băng thông [4] O. E. Ayach, S. Rajagopal, S. Abu-Surra, Z. Pi, and R. W. Heath,
“Spatially sparse precoding in millimeter wave mimo systems,”
lớn giúp tăng dung lượng, tốc độ truyền dẫn là xu hướng IEEE Transactions on Wireless Communications, vol. 13, no. 3,
để nghiên cứu đáp ứng yêu cầu của hệ thống di động pp. 1499–1513, March 2014.
5G. Tuy nhiên, khi hoạt động ở tần số cao một số thành [5] J. Mo, A. Alkhateeb, S. Abu-Surra, and R. W. Heath, “Hybrid
architectures with few-bit adc receivers: Achievable rates and
phần phần cứng trở nên không lý tưởng gây ảnh hưởng energy-rate tradeoffs,” IEEE Transactions on Wireless Commu-
đến hiệu suất của hệ thống. Trong bài báo này, chúng tôi nications, vol. 16, no. 4, pp. 2274–2287, April 2017.
đã đề xuất một phương pháp phân tích hiệu suất sử dụng [6] L. N. Ribeiro, S. Schwarz, M. Rupp, and A. L. F. de Almeida,
“Energy efficiency of mmwave massive mimo precoding with
phổ trong hệ thống thông tin SU-mmWave MIMO với low-resolution dacs,” IEEE Journal of Selected Topics in Signal
phần cứng không lý tưởng. Trong đó, chúng tôi xem xét Processing, vol. 12, no. 2, pp. 298–312, May 2018.
đến các yếu tố sau tạp âm lượng tử, tạp âm pha, và suy [7] O. Kolawole, A. Papazafeiropoulos, and T. Ratnarajah, “Impact
of hardware impairments on mmwave mimo systems with hy-
hao công suất do thực hiện tiền mã hóa tương tự bằng brid precoding,” in 2018 IEEE Wireless Communications and
các bộ dịch pha. Kết quả mô phỏng cho thấy với 7-8 bit Networking Conference (WCNC), April 2018, pp. 1–6.
lượng tử hiệu suất phổ đạt được tiệm cận với hiệu suất [8] S. He, C. Qi, Y. Wu, and Y. Huang, “Energy-efficient transceiver
design for hybrid sub-array architecture mimo systems,” IEEE
phổ trong trường hợp phần cứng lý tưởng, tuy nhiên ảnh Access, vol. 4, pp. 9895–9905, 2016.
hưởng của tạp âm pha là nghiêm trọng khi SNR lớn. Do [9] X. Gao, L. Dai, S. Han, C. L. I, and R. W. Heath, “Energy-
đó, khi thiết kế hệ thống thông tin mmWave MIMO cần efficient hybrid analog and digital precoding for mmwave mimo
systems with large antenna arrays,” IEEE Journal on Selected
xem xét các biện pháp để khắc phục ảnh hưởng của tạp Areas in Communications, vol. 34, no. 4, pp. 998–1009, April
âm pha. Một hướng nghiên cứu tiếp theo là xác định 2016.
các giá trị tối ưu số ăng-ten phát/thu, số nhánh RF, số [10] A. Garcia-Rodriguez, V. Venkateswaran, P. Rulikowski, and
C. Masouros, “Hybrid analog digital precoding revisited under
luồng dữ liệu cho hiệu suất phổ của hệ thống với ảnh realistic rf modeling,” IEEE Wireless Communications Letters,
hưởng của phần cứng không lý tưởng. vol. 5, no. 5, pp. 528–531, Oct 2016.
[11] E. Bj¨ornson, M. Matthaiou, and M. Debbah, “Massive mimo
LỜI CẢM ƠN with non-ideal arbitrary arrays: Hardware scaling laws and
circuit-aware design,” IEEE Transactions on Wireless Communi-
Nhóm tác giả trân trọng cám ơn sự tài trợ nghiên cứu cations, vol. 14, no. 8, pp. 4353–4368, Aug 2015.
của Học viện Công nghệ Bưu chính Viễn thông thông [12] Y. Zhang, D. Wang, X. Xia, and X. You, “Downlink perfor-
qua Phòng thí nghiệm Hệ thống Vô tuyến và Ứng dụng. mance of hybrid precoding in massive mimo systems subject to
phase noise,” in 2017 9th International Conference on Wireless
Communications and Signal Processing (WCSP), Oct 2017, pp.
1–6.
168
nguon tai.lieu . vn
